SMPS Voltage Stabilizer Circuit

Artikkelen forklarer en solid state switch-mode strømspenningsstabilisatorkrets uten reléer, ved hjelp av en ferritkjerne-boost-omformer og et par halvbro-mosfet-driverkretser. Ideen ble bedt om av Mr. McAnthony Bernard.

Tekniske spesifikasjoner

For sent begynte jeg å se på spenningsstabilisatorer som brukes i husholdningen for å regulere strømforsyningen , øke spenningen når verktøyet er lavt og gå ned når verktøyet er høyt.

Den er bygget rundt strømtransformator (jernkjerne) viklet i automatisk transformatorstil med mange kraner på 180v, 200v, 220v, 240v 260v osv.

kontrollkretsen ved hjelp av et relé velger riktig trykk for utgang. Jeg antar at du er kjent med denne enheten.

Jeg begynte å tenke å implementere funksjonen til denne enheten med SMPS. Som vil ha fordelen av å gi ut konstant 220vac og stabil frekvens på 50Hz uten å bruke releer.

Jeg har vedlagt i denne e-posten blokkdiagrammet for konseptet.

Gi meg beskjed om hva du synes, hvis det gir mening å gå den ruten.

Vil det virkelig fungere og tjene samme formål? .

Også vil jeg trenge din hjelp i høyspennings DC til DC-omformerseksjonen.

Hilsen
McAnthony Bernard

Designet

Den foreslåtte solid state ferritkjernebaserte strømspenningsstabilisatorkretsen uten reléer kan forstås ved å referere til følgende diagram og den påfølgende forklaringen.

RVCC = 1K.1watt, CVCC = 0.1uF / 400V, CBOOT = 1uF / 400V

Figuren ovenfor viser den faktiske konfigurasjonen for å implementere en stabilisert 220V eller 120V utgang uavhengig av inngangssvingningene eller en overbelastning ved å bruke et par ikke-isolerte boost-omformerprosessortrinn.

Her blir to halvbro-driver-mosfet-IC-er de avgjørende elementene i hele designet. De involverte IC-ene er den allsidige IRS2153 som ble designet spesielt for å kjøre mosfeter i halvbromodus uten behov for komplekse eksterne kretser.

Vi kan se to identiske halvbro-driver-trinn innlemmet, der venstre sides driver brukes som boost-driver-trinn, mens høyre side er konfigurert for å behandle boost-spenningen til en 50Hz eller 60Hz sinusbølgeutgang i forbindelse med en ekstern spenningskontroll krets.

IC-ene er internt programmert til å produsere en fast 50% driftssyklus på tvers av utgangene gjennom en totempoletopologi. Disse pinouts er koblet til power mosfets for å implementere de tiltenkte konverteringene. IC-ene er også utstyrt med en intern oscillator for å aktivere den nødvendige frekvensen ved utgangen, frekvensen bestemmes av et eksternt tilkoblet Rt / Ct-nettverk.

Bruke Shut Down-funksjonen

IC har også et nedleggingsanlegg som kan brukes til å stoppe utgangen i tilfelle overstrøm, overspenning eller en plutselig katastrofal situasjon.

For mer info om th er halvbro-driver IC, kan du henvise til denne artikkelen: Half-Bridge Mosfet Driver IC IRS2153 (1) D - Pinouts, Application Notes Explained

Utgangene fra disse IC-ene er ekstremt balanserte på grunn av en meget sofistikert intern bootstrapping og dødtidsbehandling som sikrer en perfekt og sikker drift av de tilkoblede enhetene.

I den omtalte SMPS-strømspenningsstabilisatorkretsen brukes venstre sidetrinn for å generere rundt 400V fra en 310V-inngang avledet ved å rette på 220V-inngangen.

For en 120V inngang kan scenen settes for å generere rundt 200V gjennom den viste induktoren.

Induktoren kan vikles over en hvilken som helst standard EE-kjerne / spoleenhet ved hjelp av 3 parallelle (bifilare) tråder med 0,3 mm superemalert kobbertråd og ca. 400 omdreininger.

Velge frekvens

Frekvensen bør stilles inn ved å velge verdiene til Rt / Ct riktig slik at en høy frekvens på ca. 70 kHz oppnås for venstre boost-omformertrinn, over den viste induktoren.

Høyre driver IC er posisjonert for å arbeide med ovennevnte 400V DC fra boost-omformeren etter passende retting og filtrering, som det kan sees i diagrammet.

Her er verdiene til Rt og Ct valgt for å anskaffe omtrent 50Hz eller 60Hz (i henhold til landspesifikasjonene) over den tilkoblede mosfetsutgangen

Imidlertid kan utgangen fra høyre drivertrinn være så høyt som 550V, og dette må reguleres til ønsket trygge nivåer, på rundt 220V eller 120V

For dette er en enkel konfigurasjon av opamp feilforsterker inkludert, som vist i følgende diagram.

Over-Voltage Correction Circuit

Som vist i diagrammet ovenfor, bruker spenningskorrigeringstrinnet en enkel opamp-komparator for påvisning av overspenningstilstanden.

Kretsen må bare stilles inn én gang for å kunne nyte en permanent stabilisert spenning på innstilt nivå uavhengig av inngangssvingningene eller en overbelastning, men disse kan ikke overskrides utover en spesifisert tolerabel grense for designet.

Som illustrert er tilførselen til feilforsterkeren avledet fra utgangen etter passende retting av AC til en ren lavstrøm stabilisert 12V DC for kretsen.

pin # 2 er betegnet som sensorinngangen for IC mens den ikke-inverterende pin # 3 refereres til en fast 4,7 V gjennom et fastklemmende zenerdiodenettverk.

Sensorinngangen ekstraheres fra et ustabilisert punkt i kretsen, og utgangen fra ICen er koblet opp med Ct-pinnen til høyre IC-driver.

Denne pinnen fungerer som lukkepinnen for IC-en, og så snart den opplever en lav under 1/6 av Vcc-en, tømmer den øyeblikkelig utmatingen til mosfetene, og avslutter prosedyren til å stå stille.

Forhåndsinnstillingen assosiert med pinne nr. 2 på opampen er riktig justert slik at utgangsnettet vender seg til 220V fra tilgjengelig 450V eller 500V utgang, eller til 120V fra en 250V utgang.

Så lenge pinne nr. 2 opplever en høyere spenning med henvisning til pinne nr. 3, fortsetter den å holde utgangen lav, noe som igjen beordrer driver-ICen til å slå seg av, men 'avslåing' korrigerer øyeblikkelig opamp-inngangen og tvinger den for å trekke ut utgangssignalet sitt, og syklusen holder selvkorrigering av utgangen til de nøyaktige nivåene, som bestemt av pin # 2 forhåndsinnstilt innstilling.

Feilforsterkerkretsen fortsetter å stabilisere denne utgangen, og siden kretsen har fordelen av en betydelig 100% margin mellom inngangskildespenningen og de regulerte spenningsverdiene, selv under ekstremt lave spenningsforhold, klarer utgangene å gi den faste stabiliserte spenningen til belastningen. uavhengig av spenning, blir det samme i tilfelle når en uovertruffen belastning eller en overbelastning er koblet til utgangen.

Forbedring av ovennevnte design:

En grundig undersøkelse viser at ovennevnte design kan modifiseres og forbedres i stor grad for å øke effektiviteten og utskriftskvaliteten:

1. Induktoren er faktisk ikke nødvendig og kan fjernes
2. Utgangen må oppgraderes til en full brokrets slik at effekten er optimal for lasten
3. Utgangen må være en ren sinebølge og ikke en modifisert som forventet i ovenstående design

Alle disse funksjonene er blitt vurdert og ivaretatt i følgende oppgraderte versjon av solid state-stabilisatorkretsen:

Kretsdrift

1. IC1 fungerer som en vanlig, stabil multivibratoroscillatorkrets, hvis frekvens kan justeres ved å endre verdien på R1 riktig. Dette bestemmer antall 'søyler' eller 'hugging' for SPWM-utgangen.
2. Frekvensen fra IC 1 på sin pinne nr. 3 blir matet til pinne nr. 2 på IC2 som er kablet som en PWM-generator.
3. Denne frekvensen konverteres til trekantbølger ved pinne nr. 6 på IC2, som sammenlignes med en prøvespenning på pinne nr. 5 på IC2.
4. Pin # 5 av IC2 påføres med prøve sinusbølge ved 100 Hz frekvens hentet fra broensretteren, etter å ha trukket ned strømnettet til 12V.
5. Disse sinebølgeprøvene blir sammenlignet med pinne nr. 7 trekantbølger av IC2, noe som resulterer i en proporsjonalt dimesnioned SPWM ved pinne nr. 3 av IC2.
6. Nå avhenger pulsbredden til denne SPWM av amplitude av prøven sinusbølger fra bro likeretteren. Med andre ord, når vekselstrømspenningen er høyere produserer bredere SPWM og når vekselstrømspenningen er lavere, reduserer den SPWM-bredden og gjør den smalere proporsjonalt.
7. Ovennevnte SPWM invertert av en BC547-transistor, og påført portene til de lave sidemosfettene til et fullstendig brodrivernettverk.
8. Dette innebærer at når vekselstrømnettet vil synke, vil responsen på mosfetportene være i form av proporsjonalt bredere SPWM, og når vekselstrømspenningen øker, vil portene oppleve en proporsjonalt forverret SPWM.
9. Ovennevnte applikasjon vil resultere i en proporsjonal spenningsforsterkning over belastningen som er koblet mellom H-bridge-nettverket når inngangsstrømmen faller, og omvendt vil belastningen gå gjennom et proporsjonalt mengde spenningsfall hvis AC har en tendens til å stige over farenivået.

Hvordan sette opp kretsen

Bestem det omtrentlige midtovergangspunktet der SPWM-responsen kan være identisk med vekselstrømsnivået.

Anta at du velger at den skal være på 220V, og juster deretter 1K-forhåndsinnstillingen slik at belastningen som er koblet til H-broen får omtrent 220V.

Det er alt, oppsettet er fullført nå, og resten blir tatt hånd om automatisk.

Alternativt kan du fikse innstillingen ovenfor mot lavere spenningsnivå på samme måte.

Anta at den nedre terskelen er 170V, i så fall mate en 170V til kretsen og justere 1K forhåndsinnstillingen til du finner omtrent 210V over lasten eller mellom H-broarmene.

Disse trinnene avslutter oppsettprosedyren, og resten vil automatisk justeres i henhold til inngangene på vekselstrømnivået.

Viktig : Koble til en høykvalitets kondensator i størrelsesorden 500uF / 400V over den vekselstrømsrettede ledningen som blir matet til H-bridge-nettverket, slik at den rektifiserte DC kan nå opptil 310V DC over H-bridge BUS-linjene.