Være en bytte regulator , denne kretsen er svært effektiv og vil ikke kaste bort eller spre energi, i motsetning til lineære regulatorer som IC 7812, eller IC LM317 eller IC LM338.
Hvorfor lineære regulatorer som 7812, LM317 og LM338 er dårlige trinn ned-omformere?
Lineære regulatorer som 7812 og LM317 regnes som ineffektive nedtrappingsomformere på grunn av deres driftsegenskaper.
I en lineær regulator gjennomgår den overskytende inngangsspenningen spredning i form av varme. Dette innebærer at spenningsfallet mellom inngangs- og utgangsklemmene ganske enkelt 'brent av' som bortkastet energi. Den lineære regulatoren fungerer ved å fungere som en variabel motstand, justere motstanden for å spre overskuddsenergien og regulere utgangsspenningen.
Denne spredningsprosessen fører til betydelig effekttap og lav effektivitet. Effektiviteten til en lineær regulator bestemmes av forholdet mellom utgangseffekt og inngangseffekt. Etter hvert som inngangs-utgangsspenningsforskjellen øker, øker også effekten som forsvinner som varme, som er spenningsforskjellen multiplisert med utgangsstrømmen. Følgelig avtar effektiviteten når spenningsforskjellen mellom inngang og utgang øker.
For eksempel, når du bruker en lineær regulator for å regulere en 24 V-inngang ned til 12 V, blir overskytende 12 V borte som varme. Dette kan resultere i betydelig strømsvinn og nødvendiggjøre ytterligere kjølemekanismer i applikasjoner som involverer høy effekt.
Derimot kan bytteregulatorer (som f.eks buck-omformere ) er mer effektive for nedtrappingskonvertering. De bruker en kombinasjon av induktorer, kondensatorer og brytere for å konvertere spenningen effektivt.
Bytteregulatorer lagrer energi under en fase av koblingssyklusen og leverer den under en annen, og minimerer dermed spredningen av energi som varme. Avhengig av den spesifikke designen, kan bytteregulatorer oppnå effektiviteter fra 80-95 % eller enda høyere.
Oppsummert, mens lineære regulatorer som 7812 og LM317 er enkle og kostnadseffektive, er de ikke det mest effektive valget for nedtrappingskonvertering når strømeffektivitet er en betydelig bekymring.
Kretsbeskrivelse
Figuren nedenfor viser det grunnleggende diagrammet for 24 V til 12 V-omformeren.
Bytteregulatoren som brukes er en vanlig modell fra Motorola: µA78S40.
Følgende figur presenterer den interne strukturen til denne integrerte kretsen, som inkluderer forskjellige nødvendige komponenter for en svitsjingsregulator: oscillator, flip-flop, komparator, spenningsreferansekilde, driver og svitsjetransistorer.
I tillegg er det en operasjonsforsterker som ikke er nødvendig for denne applikasjonen. Filtrering og utjevning av strømforsyningen håndteres av kondensatorene C3 til C7.
Kondensator C1 bestemmer frekvensen til oscillatoren, mens motstandene R1, R5 og R6 bidrar til å begrense utgangsstrømmen til omformeren.
Spenningen over motstanden R1 er proporsjonal med strømmen som leveres av omformeren.
Ved å stille inn en spenningsforskjell på ca. 0,3 V mellom pinnene 13 og 14 på µA78S40, skaper motstandene R6 og R7 en spenningsdeler, som lar strømbegrensningen skje ved rundt 5A.
Spenningsreferansekilden, frakoblet av kondensator C2, er tilgjengelig på pinne 8 på IC1.
Denne referansespenningen tilføres den ikke-inverterende inngangen til den interne komparatoren til IC1. Den inverterende inngangen er satt til et potensial proporsjonalt med omformerens utgangsspenning.
For å opprettholde en konstant utgangsspenning, kontrollerer komparatoren utgangstrinnet til IC1.
Begge inngangene til komparatoren opprettholdes på samme potensial, og utgangsspenningen er gitt av følgende formel:
Vs = 1,25 * [1 + (R4 + Aj1) / R5].
Den justerbare motstanden Aj1 gjør det mulig å justere omformerens utgangsspenning i området +10V til +15V.
De to utgangstransistorene danner et Darlington-par, og deres suksessive svitsjing styres av flip-flop synkronisert med svingningene til kondensator C1.
Kombinert med en OG-port styres denne flip-flop av komparatoren for å justere ledningstiden til utgangstrinnet til µA78S40 og opprettholde en konstant utgangsspenning.
Den mettede eller blokkerte tilstanden til transistoren T1 følger tilstanden til IC1s Darlington-par. Når IC1s utgangstrinn er mettet, er transistoren T1 forspent, og basisstrømmen begrenses av motstanden R2.
Motstand R3, sammen med motstand R9, danner en spenningsdeler som begrenser VBE-spenningen til transistoren T1 ved begynnelsen av svitsjeprosessen.
Transistor T1, som fungerer som en Darlington-modell, oppfører seg som en åpen eller lukket bryter på frekvensen til µA78S40s oscillatoren.
Induktoren L1 tillater spenningsfallet fra 24V til 12V ved å bruke egenskapene til induktansen. I en stabil tilstand, når transistoren T1 er mettet, påføres en spenning på +12V over induktoren L1.
I denne fasen lagrer induktansen energi, som den frigjør når den påførte spenningen forsvinner. Når transistoren T1 er blokkert, har induktoren L1 en tendens til å opprettholde strømmen som flyter gjennom den.
Diode D1 blir ledende, og en motelektromotorisk kraft på -12V vises over induktor L1.
