Spenningsregulatorkretser ved bruk av transistor og zenerdiode

I denne artikkelen vil vi grundig diskutere hvordan man lager tilpassede transistoriserte spenningsregulatorer i faste moduser og også i varierende modus.

Alle lineære strømforsyningskretser som er designet for å produsere en stabilisert, konstant spenning og strømutgang inkorporerer fundamentalt transistor- og zenerdiodetrinn for å få de nødvendige regulerte utgangene.

Disse kretsene som bruker diskrete deler, kan være i form av permanent fast eller konstant spenning, eller stabilisert justerbar utgangsspenning.

Enkleste spenningsregulator

Sannsynligvis er den enkleste typen spenningsregulator zener shunt stabilisatoren, som fungerer ved å bruke en grunnleggende zenerdiode for reguleringen, som vist i figur nedenfor.

Zenerdioder har en spenningsgrad som tilsvarer den tiltenkte utgangsspenningen, som kan være nøye med den ønskede utgangsverdien.

Så lenge forsyningsspenningen er under nominell verdi for zenerspenningen, viser den maksimal motstand i området på mange megohms, slik at forsyningen kan passere uten begrensninger.

Imidlertid, i det øyeblikket forsyningsspenningen øker over den nominelle verdien til 'zenerspenning', utløser det et betydelig fall i motstanden, og forårsaker at overspenningen blir shunted til jord gjennom den, til forsyningen synker eller når zenerspenningsnivået.

På grunn av denne plutselige skiftingen faller forsyningsspenningen og når zenerverdien, noe som får zener-motstanden til å øke igjen. Syklusen fortsetter deretter raskt og sørger for at tilførselen forblir stabilisert ved den nominelle zenerverdien og aldri får lov til å gå over denne verdien.

For å få ovennevnte stabilisering, må inngangsforsyningen være litt høyere enn den nødvendige stabiliserte utgangsspenningen.

Overskytende spenning over zenerverdien fører til at de interne 'lavine' -egenskapene til zener utløses, forårsaker en øyeblikkelig shuntingseffekt og slipper forsyningen til den når zener-verdien.

Denne handlingen fortsetter uendelig med å sikre en fast stabilisert utgangsspenning som tilsvarer zener-klassifiseringen.

Fordeler med Zener Voltage Stabilizer

Zener-dioder er veldig praktiske der lavstrøm, konstant spenningsregulering er nødvendig.

Zener-dioder er enkle å konfigurere og kan brukes til å få en rimelig nøyaktig stabilisert effekt under alle omstendigheter.

Det krever bare en enkelt motstand for å konfigurere et Zenerdiode-basert spenningsregulator-trinn, og kan raskt legges til en hvilken som helst krets for de tiltenkte resultatene.

Ulemper med Zener stabiliserte regulatorer

Selv om en zener-stabilisert strømforsyning er en rask, enkel og effektiv metode for å oppnå en stabilisert effekt, inkluderer den noen få alvorlige ulemper.

• Utgangsstrømmen er lav, noe som kan støtte høye strømbelastninger ved utgangen.
• Stabiliseringen kan bare skje for lave inngangs- / utgangsdifferensialer. Betydningen at inngangsforsyningen ikke kan være for høy enn den nødvendige utgangsspenningen. Ellers kan lastmotstanden forsvinne enorm mengde kraft, noe som gjør systemet veldig ineffektivt.
• Zener-diodedrift er vanligvis assosiert med generering av støy, noe som kan påvirke ytelsen til følsomme kretser, som hi-fi-forsterkerdesign og andre lignende sårbare applikasjoner, kritisk.

Bruke 'Amplified Zener Diode'

Dette er en forsterket zener-versjon som bruker en BJT for å lage en variabel zener med forbedret krafthåndteringsevne.

La oss forestille oss at R1 og R2 har samme verdi., Noe som vil skape tilstrekkelig forspenningsnivå til BJT-basen, og la BJT oppføre seg optimalt. Siden minimumssenderkravet for basissenderen er 0,7V, vil BJT lede og shunt enhver verdi som er over 0,7V eller maksimalt 1V, avhengig av de spesifikke egenskapene til BJT som brukes.

Så utgangen vil bli stabilisert til omtrent 1 V. Effekten fra denne 'forsterkede variable zeneren' vil avhenge av BJT-effektklassifiseringen og belastningsmotstandsverdien.

Denne verdien kan imidlertid enkelt endres eller justeres til et annet ønsket nivå, ganske enkelt ved å endre R2-verdien. Eller enklere ved å erstatte R2 med en pott. Området for både R1 og R2 Pot kan være alt mellom 1K og 47K, for å få en jevnt variabel effekt fra 1V til forsyningsnivået (maks. 24V). For mer nøyaktighet, kan du bruke følgende volatge skillelinje:

Utgangsspenning = 0,65 (R1 + R2) / R2

Ulempen med Zener Forsterker

Nok en gang er ulempen med denne utformingen en høy spredning som øker proporsjonalt når inngangen og utgangsforskjellen økes.

For å stille inn lastmotstandsverdien riktig avhengig av utgangsstrømmen og inngangsforsyningen, kan følgende data brukes riktig.

Anta at den nødvendige utgangsspenningen er 5V, den nødvendige strømmen er 20 mA, og forsyningsinngangen er 12 V. Deretter bruker vi Ohms lov:

Lastmotstand = (12 - 5) / 0,02 = 350 ohm

wattforbruk = (12 - 5) x 0,02 = 0,14 watt eller bare 1/4 watt vil gjøre.

Serie Transistor Regulator Circuit

I hovedsak er en serieregulator som også kalles seriepass-transistor, en variabel motstand opprettet ved hjelp av en transistor festet i serie med en av forsyningslinjene og belastningen.

Transistorens motstand mot strøm justeres automatisk avhengig av utgangsbelastningen, slik at utgangsspenningen forblir konstant på ønsket nivå.

I en serieregulatorkrets må inngangsstrømmen være litt mer enn utgangsstrømmen. Denne lille forskjellen er den eneste strømstyrken som brukes av regulatorkretsen alene.

Fordeler med serieregulator

Den primære fordelen med en serie regulator krets sammenlignet med en shunt type regulator er dens bedre effektivitet.

Dette resulterer i minimal spredning av kraft og sløsing med varme. På grunn av denne store fordelen er serietransistorregulatorer veldig populære i høyspenningsregulatorapplikasjoner.

Dette kan imidlertid unngås når effektbehovet er veldig lavt, eller der effektivitet og varmeproduksjon ikke er blant de kritiske problemene.

I utgangspunktet kan en serieregulator ganske enkelt innlemme en zener shunt-regulator, som laster en emitterfølger-bufferkrets, som angitt ovenfor.

Du kan finne enhetsspenningsøkning når et emitterfollower-trinn brukes. Dette betyr at når en stabilisert inngang påføres basen, vil vi generelt også oppnå en stabilisert utgang fra emitteren.

Fordi vi er i stand til å få en høyere strømforsterkning fra emitterfølgeren, kan utgangsstrømmen forventes å være mye høyere i forhold til den anvendte basestrømmen.

Derfor, selv om basestrømmen er rundt 1 eller 2 mA i zener-shunt-stadiet, som også blir det hvilende strømforbruket til designet, kan utgangsstrømmen på 100 mA gjøres tilgjengelig ved utgangen.

Inngangsstrømmen tillegges utgangsstrømmen sammen med 1 eller 2 mA brukt av zenerstabilisatoren, og av den grunn når den oppnådde effektiviteten til et enestående nivå.

Gitt at inngangsforsyningen til kretsen er tilstrekkelig vurdert for å oppnå den forventede utgangsspenningen, kan utgangen være praktisk talt uavhengig av inngangsforsyningsnivået, siden dette er direkte regulert av basepotensialet til Tr1.

Zenerdioden og frakoblingskondensatoren utvikler en helt ren spenning ved transistorens bunn, som replikeres ved utgangen og genererer en praktisk talt støyfri spenning.

Dette tillater denne typen kretser med muligheten til å levere utganger med overraskende lav rippel og støy uten å inkludere store utjevningskondensatorer, og med en rekke strøm som kan være så høy som 1 amp eller enda mer.

Når det gjelder utgangsspenningsnivået, er dette kanskje ikke nøyaktig lik den tilkoblede zenerspenningen. Dette skyldes at det eksisterer et spenningsfall på omtrent 0,65 volt mellom transistorens base og emitterledninger.

Dette fallet må følgelig trekkes fra zenerspenningsverdien for å kunne oppnå den minimale utgangsspenningen til kretsen.

Betydning hvis zenerverdien er 12,7V, så kan utgangen på transistorens emitter være rundt 12 V, eller omvendt, hvis ønsket utgangsspenning er 12 V, må zenervolumet velges til å være 12,7 V.

Reguleringen av denne serieregulatorkretsen vil aldri være identisk med reguleringen av zener-kretsen, fordi emitterfølgeren rett og slett ikke kan ha null utgangsimpedans.

Og spenningsfallet gjennom scenen må øke marginalt som svar på økende utgangsstrøm.

På den annen side kan det forventes god regulering når zenerstrømmen multiplisert med transistorens nåværende forsterkning når minimum 100 ganger den forventede høyeste utgangsstrømmen.

High Current Series Regulator ved bruk av Darlington Transistors

For nøyaktig å oppnå dette innebærer dette ofte at noen få transistorer, kan være 2 eller 3, skal brukes slik at vi er i stand til å oppnå tilfredsstillende gevinst ved utgangen.

En grunnleggende to-transistorkrets som bruker en emitter følger Darlington-par er angitt i de følgende figurene viser teknikken for å anvende 3 BJT-er i en Darlington, emitterfollower-konfigurasjon.

Vær oppmerksom på at ved å inkorporere et par transistorer resulterer det i et høyere spenningsfall ved utgangen på omtrent 1,3 volt, gjennom basen til den første transistoren til utgangen.

Dette skyldes det faktum at omtrent 0,65 volt er barbert fra over hver av transistorene. Hvis en tre-transistorkrets vurderes, kan dette bety et spenningsfall på litt under 2 volt over basen til den første transistoren og utgangen, og så videre.

Vanlig emitterspenningsregulator med negativ tilbakemelding

En fin konfigurasjon er til tider sett i spesifikke design som har et par vanlige emitterforsterkere , med 100 prosent netto negativ tilbakemelding.

Dette oppsettet er demonstrert i følgende figur.

Til tross for det faktum at vanlige emittertrinn vanligvis har en betydelig grad av spenningsforsterkning, er dette kanskje ikke situasjonen i dette tilfellet.

Det er på grunn av den 100% negative tilbakemeldingen som er plassert over utgangstransistorsamleren og emitteren til førertransistoren. Dette gjør det mulig for forsterkeren å oppnå en gevinst av en nøyaktig enhet.

Fordeler med Common Emitter Regulator med tilbakemelding

Denne konfigurasjonen fungerer bedre sammenlignet med en Darlington Pair emitterfølgerbaserte regulatorer på grunn av redusert spenningsfall over inngangs- / utgangsterminalene.

Spenningsfallet oppnådd fra disse designene er knapt rundt 0,65 volt, noe som bidrar til større effektivitet, og gjør det mulig for kretsen å fungere effektivt, uansett om den ustabiliserte inngangsspenningen bare er noen hundre millivolt over forventet utgangsspenning.

Battery Eliminator bruker Series Regulator Circuit

Den indikerte batteri-elimineringskretsen er en funksjonell illustrasjon av et design bygget med en grunnleggende serieregulator.

Modellen er utviklet for alle applikasjoner som arbeider med 9 volt DC med en maksimal strøm som ikke overstiger 100 mA. Det er ikke aktuelt for enheter som krever relativt høyere strøm.

T1 er en 12-0-12 var en 100 mA transformator som sørger for isolert beskyttelsesisolasjon og spenning, mens den sentrerte sekundærviklingen driver en grunnleggende push-pull-likeretter med en filterkondensator.

Uten belastning vil utgangen være rundt 18 volt DC, som kan falle til omtrent 12 volt ved full belastning.

Kretsen som fungerer som en spenningsstabilisator, er faktisk en grunnleggende serietypedesign som inneholder R1, D3 og C2 for å få en regulert 10 V nominell utgang. Zener-strømmen varierer rundt 8 mA uten belastning, og ned til ca 3 mA ved full belastning. Spredningen generert fra R1 og D3 som et resultat er minimal.

En Darlington-par-emitterfølger dannet av TR1 og TR2 kan sees konfigurert som utgangsbufferforsterkeren gir en strømforsterkning på rundt 30 000 ved full utgang, mens minimumsforsterkningen er 10 000.

På dette forsterkningsnivået når enheten bruker 3 mA under full belastningsstrøm, og en minimum forsterkning i viser nesten ingen avvik i spenningsfallet over forsterkeren, selv om belastningsstrømmen svinger.

Det virkelige spenningsfallet fra utgangsforsterkeren er omtrent 1,3 volt, og med en moderat 10 volt inngang gir dette en utgang på omtrent 8,7 volt.

Dette ser nesten ut som den spesifiserte 9 V, med tanke på at selv det virkelige 9 volt batteriet kan vise variasjoner fra 9,5 V til 7,5 V i løpet av driftsperioden.

Legge til en nåværende grense for en serieregulator

For regulatorer som er forklart ovenfor, blir det normalt viktig å legge til en kortslutningsbeskyttelse.

Dette kan være nødvendig slik at designet er i stand til å levere en god regulering sammen med en lav utgangsimpedans. Siden forsyningskilden er veldig lav impedans, kan en veldig høy utgangsstrøm passere i situasjonen med en utilsiktet utgangskortslutning.

Dette kan føre til at utgangstransistoren sammen med noen av de andre delene blir umiddelbart brent. En typisk sikring kan rett og slett ikke tilby tilstrekkelig beskyttelse fordi skadene sannsynligvis vil oppstå raskt selv før sikringen muligens kan reagere og blåse.

Den enkleste måten å implementere dette på, kanskje ved å legge til en strømbegrenser i kretsen. Dette innebærer supplerende kretsløp uten direkte innvirkning på ytelsen til designet under normale arbeidsforhold.

Strømbegrenseren kan imidlertid føre til at utgangsspenningen faller raskt hvis den tilkoblede belastningen prøver å trekke store mengder strøm.

Egentlig senkes utgangsspenningen så raskt at til tross for at en kortslutning er plassert over utgangen, er strømmen tilgjengelig fra kretsen litt mer enn den spesifiserte maksimale verdien.

Resultatet av en strømbegrensende krets er bevist i dataene nedenfor som viser utgangsspenningen og strømmen med hensyn til en gradvis senkende belastningsimpedans, som oppnådd fra den foreslåtte Battery Eliminator-enheten.

De strømbegrensende kretsløp fungerer ved å bruke bare et par elementer R2 og Tr3. Svaret er faktisk så raskt at det ganske enkelt eliminerer alle mulige risikoer for kortslutning ved utgangen og gir dermed en feilsikker beskyttelse til utgangsenhetene. Arbeidet med den nåværende begrensningen kan forstås som forklart nedenfor.

R2 er kablet i serie med utgangen, noe som får spenningen som er utviklet over R2 til å være proporsjonal med utgangsstrømmen. Ved utgangsforbruk på 100 mA vil ikke spenningen som produseres over R2 være nok til å utløse Tr3, siden det er en silisiumtransistor som krever et minimumspotensial på 0,65 V for å slå PÅ.

Men når utgangsbelastningen overstiger 100 mA-grensen, genererer den nok potensial over T2 til å slå PÅ Tr3 til ledning tilstrekkelig. TR3 forårsaker i sin tur noe strøm til å strømme mot Trl over den negative tilførselsskinnen gjennom lasten.

Dette resulterer i en viss reduksjon av utgangsspenningen. Hvis belastningen øker, resulterer det i en proporsjonal økning i potensialet over R2 for å stige, og tvinger Tr3 til å slå PÅ enda hardere.

Dette tillater følgelig at større mengder strøm forskyves mot Tr1 og den negative linjen gjennom Tr3 og belastningen. Denne handlingen fører videre til et proporsjonalt stigende spenningsfall av utgangsspenningen.

Selv i tilfelle en utgangskortslutning, vil Tr3 sannsynligvis være forspent til ledning, og tvinge utgangsspenningen til å falle til null, og sikre at utgangsstrømmen aldri får overstige 100 mA-merket.

Variabel regulert benkstrømforsyning

Variabel spenningsstabilisert strømforsyning fungerer med lignende prinsipp som de faste spenningsregulatorene, men de har en potensiometerkontroll som muliggjør en stabilisert utgang med et variabelt spenningsområde.

Disse kretsene egner seg best som benk- og verkstedstrømforsyninger, selv om de også kan brukes i applikasjoner som krever forskjellige justerbare innganger for analysen. For slike jobber fungerer strømforsyningspotensiometret som en forhåndsinnstilt kontroll som kan brukes til å tilpasse utgangsspenningen til forsyningen til de ønskede regulerte spenningsnivåene.

Figuren over viser et klassisk eksempel på en variabel spenningsregulator krets som vil gi en kontinuerlig variabel stabilisert utgang fra 0 til 12V.

Hovedtrekkene

• Nåværende rekkevidde er begrenset til maksimalt 500 mA, selv om dette kan øke til høyere nivåer ved å oppgradere transistorer og transformator på passende måte.
• Designet gir en veldig god støy- og ringregulering, som kan være mindre enn 1 mV.
• Den maksimale forskjellen mellom inngangsforsyningen og den regulerte utgangen er ikke mer enn 0,3 V selv ved full utgangsbelastning.
• Den regulerte variable strømforsyningen kan ideelt sett brukes til å teste nesten alle typer elektroniske prosjekter med regulerte forsyninger av høy kvalitet.

Hvordan det fungerer

I denne designen kan vi se en potensiell skillekrets inkludert mellom utgangs-zenerstabilisatorstrinnet og inngangsbufferforsterkeren. Denne potensielle skillelinjen er skapt av VR1 og R5. Dette gjør at VR1s skyvearm kan justeres fra minimum 1,4 volt når den er nær bunnen av sporet, opp til 15 V zenernivå mens den er på det høyeste punktet i justeringsområdet.

Det eksisterer omtrent 2 volt falt over utgangsbuffertrinnet, noe som tillater et utgangsspenningsområde fra 0 V til rundt 13 V. Når det er sagt, er det øvre spenningsområdet utsatt for deltoleranser, som 5% toleranse på zenerspenningen. Derfor kan den optimale utgangsspenningen være en nyanse høyere enn 12 volt.

Noen få typer effektive overbelastningsvernkrets kan være veldig viktig for enhver benkestrømforsyning. Dette kan være viktig siden utgangen kan være sårbar for tilfeldige overbelastninger og kortslutninger.

Vi bruker en ganske grei strømbegrensning i den nåværende designen, bestemt av Trl og dens tilknyttede elementer. Når enheten drives under normale forhold, er spenningen produsert over R1, som er koblet i serie med forsyningsutgangen, for lite til å utløse Trl til ledning.

I dette scenariet fungerer kretsen normalt, i tillegg til et lite spenningsfall med R1. Dette gir nesten ingen effekt på reguleringseffektiviteten til enheten.

Dette skyldes at R1-trinnet kommer før regulatorkretsene. I tilfelle en overbelastningssituasjon skyter potensialet indusert over R1 opp til rundt 0,65 volt, som tvinger Tr1 til å slå PÅ, på grunn av basestrømmen ervervet fra potensialforskjellen generert over motstanden R2.

Dette får R3 og Tr1 til å trekke en betydelig mengde strøm, noe som får spenningsfallet over R4 til å øke betydelig, og utgangsspenningen reduseres.

Denne handlingen begrenser øyeblikkelig utgangsstrømmen til maksimalt 550 til 600 mA til tross for kortslutning på utgangen.

Siden den nåværende begrensende funksjonen begrenser utgangsspenningen til praktisk talt 0 V.

R6 er rigget som en lastmotstand som i utgangspunktet forhindrer at utgangsstrømmen blir for lav og bufferforsterkeren ikke kan fungere normalt. C3 lar enheten oppnå en utmerket forbigående respons.

Ulemper

Akkurat som en hvilken som helst vanlig lineær regulator, bestemmes kraftavledningen i Tr4 av utgangsspenningen og strømmen og er maksimalt med potten justert for lavere utgangsspenninger og høyere utgangsbelastninger.

I de mest alvorlige omstendighetene kan det være mulig å indusere 20 V over Tr4, noe som får en strøm på rundt 600 mA til å strømme gjennom den. Dette resulterer i en kraftavledning på rundt 12 watt i transistoren.

For å være i stand til å tåle dette i lange perioder må enheten installeres på en ganske stor kjøleribbe. VR1 kan installeres med en betydelig kontrollknapp som muliggjør en skala kalibrert som viser utgangsspenningsmarkeringene.

Deleliste

• Motstander. (Alt 1/3 watt 5%).
• R1 1,2 ohm
• R2 100 ohm
• R3 15 ohm
• R4 1k
• R5 470 ohm
• R6 10k
• VR1 4,7 k lineært karbon
• Kondensatorer
• C1 2200 uF 40V
• C2 100 uF 25V
• C3 330 nF
• Halvledere
• Tr1 BC108
• Tr2 BC107
• Tr3 BFY51
• Tr4 TIP33A
• DI til D4 1N4002 (4 av)
• D5 BZY88C15V (15 volt, 400 mW zener)
• Transformator
• T1 Standard hovedstrøm, 17 eller 18 volt, 1 amp
• sekundær
• Bytte om
• S1 D.P.S.T. roterende strømnettet eller vekseltype
• Diverse
• Veske, utganger, kretskort, strømledning, ledning,
• lodde etc.

Hvordan stoppe overoppheting av transistor ved høyere inngangs- / utgangsdifferensial

Pass-transistortypen regulatorer som forklart ovenfor, møter vanligvis situasjonen med å oppleve ekstremt høy dissipasjon som vises fra serieregulator transistoren når utgangsspenningen er mye lavere enn inngangsforsyningen.

Hver gang en høy utgangsstrøm drives med lav spenning (TTL), kan det være viktig å bruke en kjølevifte på kjøleribben. Muligens kan en alvorlig illustrasjon være scenariet for en kildeenhet som er spesifisert for å gi 5 ampere gjennom 5 og 50 volt.

Denne typen enhet kan normalt ha en 60 volt uregulert forsyning. Tenk deg at denne spesielle enheten skal kilde TTL-kretser i hele nominell strøm. Serieelementet i kretsen må i denne situasjonen spre 275 watt!

Kostnaden ved å levere tilstrekkelig kjøling ser ut til å realiseres bare av prisen på serietransistoren. I tilfelle spenningsfallet over regulatortransistoren muligens kan være begrenset til 5,5 volt, uten å avhenge av den foretrukne utgangsspenningen, kan spredningen reduseres vesentlig i illustrasjonen ovenfor, dette kan være 10% av den opprinnelige verdien.

Dette kan oppnås ved å bruke tre halvlederdeler og et par motstander (figur 1). Slik fungerer akkurat dette: tyristor Thy får være ledende normalt gjennom R1.

Likevel, når spenningsfallet over T2 - serieregulatoren går utover 5,5 volt, begynner T1 å lede, noe som resulterer i at tyristoren 'åpner' ved den påfølgende nullkryssing av broens likeretterutgang.

Denne spesifikke arbeidssekvensen kontrollerer kontinuerlig ladningen som blir matet over C1 - filterkondensatoren - slik at den uregulerte forsyningen er festet til 5,5 volt over den regulerte utgangsspenningen. Motstandsverdien som er nødvendig for R1 bestemmes som følger:

R1 = 1,4 x Vsec - (Vmin + 5) / 50 (resultatet blir i k Ohm)

hvor Vsec indikerer den sekundære RMS-spenningen til transformatoren og Vmin betyr minimumsverdien til den regulerte utgangen.

Tyristoren må være dyktig til å motstå topp ringstrøm, og dens fungerende spenning bør være minst 1,5 Vsec. Serieregulatortransistoren skal spesifiseres for å støtte den høyeste utgangsstrømmen, Imax, og skal monteres på en kjøleribbe der den kan spre 5,5 x Isec-watt.

Konklusjon

I dette innlegget lærte vi hvordan vi bygger enkle lineære spenningsregulatorkretser ved hjelp av seriekorttransistor og zenerdiode. Lineære stabiliserte strømforsyninger gir oss ganske enkle alternativer for å lage faste stabiliserte utganger ved bruk av minimum antall komponenter.

I slike design er i utgangspunktet en NPN-transistor konfigurert i serie med positiv inngangsforsyningslinje i vanlig emittermodus. Den stabiliserte utgangen oppnås over transistorens emitter og den negative tilførselsledningen.

Transistorbasen er konfigurert med en zener-klemkrets eller en justerbar spenningsdeler som sikrer at transistorens emitter-sidespenning nøyaktig replikerer basepotensialet ved transistorens emitterutgang.

Hvis belastningen er en høy strømbelastning, regulerer transistoren spenningen til belastningen ved å forårsake en økning i motstanden og sørger dermed for at spenningen til belastningen ikke overstiger den spesifiserte faste verdien som angitt av basiskonfigurasjonen.