Power Factor Correction (PFC) Circuit - Tutorial

Innlegget beskriver de forskjellige metodene for å konfigurere en effektfaktorkorrigeringskrets eller en PFC-krets i SMPS-design, og forklarer de beste metodene for disse topologiene, slik at den er i samsvar med de moderne PFC-begrensningsretningslinjene.

Å utforme effektive strømforsyningskretser har aldri vært enkelt, men i løpet av tiden har forskere klart å løse de fleste av de aktuelle problemene, og ganske i samme linje blir de moderne SMPS-designene også optimalisert med best mulig resultat, takket være de nye reguleringsstandardene som spilte en viktig rolle i implementeringen av strengere kvalitetsparametere for de moderne strømforsyningsenhetene.

PFC Retningslinjer

De moderne begrensningene for strømforsyningskvalitet er ganske aggressivt fastsatt, samlet av produsenters, leverandørers og andre berørte styringsorganers innsats.

Blant de mange kvalitetsparametrene som er fastsatt for moderne strømforsyningsdesign, er effektfaktorkorreksjonskorreksjon (PFC), som faktisk er i form av harmonisk kansellering, erklært som et obligatorisk krav i IEC 61000-3-2-reglene.

På grunn av dette er designere tvunget til å møte tøffere utfordringer med å designe trinn for korrigering av effektfaktorer i deres strømforsyningsdesign for å møte disse strenge moderne lovene, og med strømforsyninger som blir mer og mer formidable med spesifikasjonene og bruksområdet, og strukturerer riktige PFC-kretser. blir ikke lettere for de mange produsentene i arenaen.

De presenterte opplæringene er spesielt dedikert for alle de foreninger og fagpersoner som er i produksjon eller utforming av flyback SMPS for å tilrettelegge dem for de mest ideelle PFC-designene og beregningene i henhold til deres individuelle behov.

Diskusjonene som er inkludert i disse veiledningene vil hjelpe deg med å designe PFC-kretser, selv for betydelig store enheter i området opptil 400 watt, 0,75 ampere.

Leserne vil også få muligheten til å lære om valg av enkelt-trinns isolerte omformere som også inkluderer LED-drivere. Den trinnvise designveiledningen og instruksjonene sammen med sammenligninger på systemnivå vil de mange designere som er aktivt involvert i kraftelektronikkfeltet bli opplyst om gå frem med den mest optimale tilnærmingen for deres spesifikke applikasjonsbehov

Power Factor Correction Objective

Optimalisering av effektfaktorkorrigeringskrets i de moderne SMPS-enhetene (switch mode power supply) kan utvikle seg i den siste tiden på grunn av fremkomsten av en rekke avanserte relevante integrerte kretser (ICs), som har gjort det mulig å legge ned forskjellige PFC-design som har spesifikke driftsmåter og med individuell utfordringshåndteringsevne.

Med økningen i spekteret av SMPS-topologier har kompleksiteten i PFC-design og implementering også forverret seg i dag.

I den første opplæringen vil vi lære om de operasjonelle detaljene i designet, som for det meste foretrekkes av profesjonelle rettelsene.

I utgangspunktet hjelper korrigering av effektfaktor til å optimalisere inngangsstrømmen i offline strømforsyninger, slik at disse er i stand til å forbedre den virkelige effekten fra den tilgjengelige strøminngangen.

I samsvar med det normale kravet, må et gitt elektrisk apparat emulere seg selv som en belastning som har en ren motstand, slik at det gjør det mulig å ha et nullreaktivt strømforbruk.

Denne tilstanden resulterer i generering av nesten null inngangsharmoniske strømmer, med andre ord tillater den forbrukte strømmen å være perfekt på linje med inngangsforsyningsspenningen som normalt er i form av en sinusbølge.

Denne prestasjonen gjør det mulig for apparatet å forbruke den “virkelige kraften” fra strømnettet på de mest optimale og effektive nivåene, noe som igjen resulterer i å minimere sløsing med strøm og øke effektiviteten.

Denne effektive bruken av elektrisitet hjelper ikke bare apparatet til å presentere seg på den mest effektive måten, men også for forsyningsselskapene og det involverte kapitalutstyret for prosessen.

Ovennevnte funksjon gjør det også mulig for kraftlinjene å være fri for harmoniske og resulterende forstyrrelser på tvers av enhetene i nettverket.

Bortsett fra de ovennevnte fordelene, er inkludering av en PFC i moderne strømforsyningsenheter også for å oppfylle de regulatoriske kravene som er satt i Europa og Japan med IEC61000-3-2 som alt elektrisk utstyr skal kvalifisere.

Ovennevnte tilstand er regulert for de fleste elektroniske apparater som kan klassifiseres til over 75 watt i henhold til klasse D utstyrsstandarder eller som er enda høyere, og spesifiserer den høyeste amplituden for linjefrekvensovertoner som strekker seg opp til 39. harmonisk.

Bortsett fra disse standardene, brukes PFC også for å sikre andre effektivitetseffekter, for eksempel Energy Star 5.0 som er viktig for datamaskiner, og Energy Star 2.0 for strømforsyningssystemer og TV-apparater siden 2008.

Definisjon av Power Factor

PFC- eller effektfaktorkorreksjon kan defineres som forholdet mellom reell effekt og tilsynelatende effekt, og uttrykt som:

PF = Real Power / Apparent Power, hvor Real Power uttrykkes i
Watts, mens Apparent Power uttrykkes i VA.

I dette uttrykket bestemmes den virkelige kraften som gjennomsnittet av det øyeblikkelige produktet av strøm og spenning over en fase eller syklus, mens den tilsynelatende effekten blir ansett som RMS-verdien for strøm ganger spenningen.

Dette antyder at når strøm- og spenningsmodeller er sinusformede og i fase med hverandre, er den resulterende effektfaktoren 1.0.

Imidlertid, i en tilstand der strømspenningsparametrene er sinusformede, men ikke i fase, gir det en effektfaktor som er cosinus for fasevinkelen.

Effektfaktorbetingelsene beskrevet ovenfor gjelder i tilfeller der både spenningen og strømmen er rene sinusbølger, i forbindelse med en situasjon der den medfølgende belastningen består av resistive, induktive og kapasitive komponenter som alle kan være ikke-lineære, justeres ikke med inngangsstrøm og spenningsparametere.

SMPS-topologier introduserer vanligvis ikke-lineær impedans i strømledningen på grunn av den ovenfor forklarte naturen på kretsene.

Hvordan SMPS fungerer

En SMPS-krets inkluderer i utgangspunktet et likerettertrinn ved inngangen som kan være en halvbølge eller en fullbølge-likeretter og en kompletterende filterkondensator for å holde den rektifiserte spenningen over den til toppnivået til inngangsforsyningen sinusbølge til tiden neste topp sinusbølge vises og gjentar ladesyklusen til denne kondensatoren, noe som resulterer i den nødvendige toppkonstant spenningen over den.

Denne prosessen med å lade kondensatoren på hver toppsyklus av AC krever at inngangen må være utstyrt med nok strøm for å oppfylle lastforbruket til SMPS, mellom disse toppintervallene.

Syklusen implementeres ved å dumpe en stor strøm raskt inn i kondensatoren, som påføres lasten ved utlading til neste toppsyklus ankommer.

For dette ujevne lade- og utladningsmønsteret anbefales det at pulsstrømmen fra kondensatoren er vurdert 15% høyere enn det gjennomsnittlige kravet til belastningen.

Vi kan se i figuren ovenfor at til tross for den betydelige forvrengningen, er spenningen og strømparametrene tilsynelatende i fase med hverandre.

Imidlertid, hvis vi bruker 'fasevinkel cosinus' begrepet ovenfor, vil det føre til en feilaktig slutning om at strømforsyningen har en effektfaktor på 1,0

Den øvre og den nedre bølgeformen indikerer mengden harmonisk innhold av strømmen.

Her er det 'grunnleggende harmoniske innholdet' indikert i sammenligning med en amplitude på 100%, mens de høyere harmoniske blir presentert som tilleggsprosentene til grunnamplituden.

Men siden den virkelige kraften bare bestemmes av den grunnleggende komponenten, mens de andre supplerende harmonene bare representerer den tilsynelatende kraften, kan den faktiske effektfaktoren være ganske under 1,0.

Vi kaller dette avviket med begrepet forvrengningsfaktor som er fundamentalt ansvarlig for å gi opphav til en ikke-enhetsmaktfaktor i SMPS-enheter.

Uttrykk for ekte og tilsynelatende kraft

Et generelt uttrykk som adresserer forbindelsen mellom den virkelige og den tilsynelatende kraften kan gis som følger:

Der cosΦ danner forskyvningsfaktoren som kommer ut fra fasevinkelen Φ mellom strøm / spenningsbølgeformene og cosΦ betyr forvrengningsfaktoren.

Med henvisning til diagrammet nedenfor kan vi være vitne til en situasjon som viser en perfekt effektfaktorkorreksjon.

Vi kan se at her gjeldende gjeldende bølgeform ganske ideelt replikerer spenningsbølgeformen ettersom begge tilsynelatende kjører i fase og synkronisert med hverandre.

Derfor kan inngangsstrømharmonika antas å være nesten null.

Kraftkorrigering mot harmonisk reduksjon

Når man ser på de tidligere illustrasjonene, er det tydelig at kraftfaktor og lave overtoner virker synkronisert med hverandre.

Det oppfattes generelt at hvis grenser for de respektive overtonene er skissert, kan det bidra til å begrense inngangsstrømforurensning i kraftledninger ved å eliminere forstyrrende strømforstyrrelser med de andre apparatene i nærheten.

Derfor, mens behandlingen av inngangsstrømmen kan betegnes som 'effektfaktorkorreksjon', trodde utgangsstørrelsen på raffinement at denne behandlingen ble forstått som harmonisk innhold a i henhold til de internasjonale retningslinjene.

For SMPS-topologier er det normalt forskyvningselementet som er omtrent på enhet, noe som gir opphav til følgende forhold mellom kraftfaktor og harmonisk forvrengning.

I uttrykket representerer THD den totale harmoniske forvrengningen som den kvadratiske summen av de skadelige harmonene over det grunnleggende innholdet, og uttrykker den relative vekten av det tilknyttede harmoniske innholdet med referanse til den grunnleggende motparten. Den andre ligningen forbinder den absolutte figuren av THD og ikke i prosentandelen, og uttrykker at THD må være i det vesentlige null for å skape en enhet PF.

Typer kraftfaktorkorreksjon

Inngangsbølgeformskarakteristikken i figuren ovenfor viser en typisk 'aktiv' type effektfaktorkorreksjon for en SMPS-enhet introdusert mellom en inngangslikerkonfigurasjon og en filterkondensator, og gjennom en PFC-integrert krets som styrer prosessen sammen med den tilhørende kretsen for å sikre at inngangsstrømmen følger sammen inngangsspenningens bølgeform.

Denne typen behandling kan betraktes som den mest utbredte typen PFC som brukes i de moderne SMPS-kretsene, slik det kan sees i figuren nedenfor.

Når det er sagt, er det på ingen måte obligatorisk at bare 'aktive' versjoner som bruker IC-er, og halvledere brukes til den foreslåtte PFC, men annen form for design som kan garantere en rimelig mengde PFC under de fastsatte reglene er normalt velkommen.

Det er lagt merke til at faktisk en enkelt induktor som erstatter posisjonen til den 'aktive' motparten, er i stand til å avvise harmonikken ganske tilfredsstillende ved å kontrollere toppene og ved å fordele strømmen jevnt synkronisert med inngangsspenningen ganske effektivt.

Passiv PFC-design

Imidlertid kan denne formen for passiv PFC-kontroll kreve en betydelig voluminøs induktor, og kan derfor brukes til applikasjoner der kompaktitet ikke er et avgjørende krav. (side 12)

En passiv enkeltinduktor kan se ut til å være en rask løsning for PFC, men for applikasjoner med høyt effekt kan størrelsen begynne å bli uinteressant på grunn av de upraktisk store dimensjonene.

I grafen nedenfor er vi i stand til å se inngangskarakteristikkene til tre tall på 250 watt PC SMPS-varianter, som hver representerer en nåværende bølgeform med en ekvivalent skaleringsfaktor.

Vi kan enkelt se at resultatet oppnådd fra en passiv induktorbasert PFC er 33% høyere strømtopper enn med aktiv PFC-filtermotpart.

Selv om dette kan være i stand til å passere IEC61000-3-2-standardene, vil det definitivt ikke være på nivå med den nylige strengere 0.9PF-kravregelen, og vil mislykkes i QC-akseptnivået, satt i henhold til disse nye standardene.

Grunnleggende blokkdiagram

På grunn av den pågående elektroniske markedstrenden hvor vi kan se kobberkostnader økende sammen med økningen i magnetiske kjerneprosesser og innføringen av moderne, mye billigere halvledermaterialer, vil det ikke være en overraskelse hvis vi legger merke til den aktive PFC-tilnærmingen blir ekstremt populær enn den passive motstykket.

Og denne trenden kunne oppfattes å vokse seg enda sterkere i den kommende fremtiden, og presentere mer og mer avanserte og forbedrede PFC-løsninger for de mange SMPS-designere og produsenter.

Sammenligning av harmoniske inngangslinjer med IEC610003-2-standarder

I figuren nedenfor kan vi se spor av tre separate 250 watt PC SMPS-resultater med referanse til IEC6000-3-2-begrensningene. Den angitte begrensningen er gyldig for alle klasse D-gadgets som PC-er, TV-er og deres skjermer.

Den viste grensen for harmonisk innhold er fast i samsvar med enhetens inngangseffekt. For produkter relatert til lys, som LED-lys, CFL-lys, følges normalt C-restriksjoner, som er på nivå med deres inngangseffektgrenser.

Andre ikke-konvensjonelle elektroniske produkter finner PFC-grensen satt i forhold til en minimumseffekt på 600 watt.

Hvis vi ser på det passive PFC-sporet, finner vi at det knapt er i samsvar med den angitte begrensningsgrensen, bare en touch and go-situasjon (på harmonisk nr. 3)

Analyserer passive PFC-funksjoner

I figuren nedenfor kan vi se et klassisk eksempel på passiv PFC-krets designet for en tradisjonell PC-strømforsyning. Det bemerkelsesverdige her er tilkoblingen av senterkranen til PFC-induktoren med inngangsspenningens inngangsspenning.

Mens du er i 220V-valgmodus (bryter åpen), blir hele to seksjoner av induktoren påført med likeretternettverket som fungerer som en fullbro-likeretterkrets.

Imidlertid i 110V-modus (bryter lukkes), brukes bare 50% eller halvparten av spolen gjennom venstre sideseksjon av spolen som implementeres, mens likeretterseksjonen nå er transformert til en halvbølge-likeretter-doblerkrets.

Siden 220V-valget er bundet til å generere rundt 330V etter fullbølgeretting, danner dette bussinngangen for SMPS og har muligheten til å svinge betydelig i samsvar med inngangslinjespenningen.

Eksempel på kretsdiagram

Selv om denne passive PFC-designen kan se ganske enkel og imponerende ut med ytelsen, kan den utvise noen bemerkelsesverdige ulemper.

I tillegg til den store karakteren til PFC, er to andre ting som påvirker ytelsen først, inkluderingen av en mekanisk bryter som gjør systemet sårbart for en mulig menneskelig feil mens du bruker enheten, og også de tilhørende slitasjeproblemene.

For det andre resulterer linjespenningen som ikke er stabilisert i relative ineffektiviteter i frontene av kostnadseffektivitet og DC til DC-effektomformingsnøyaktighet knyttet til PFC-utgangen.

Critical Conduction Mode (CrM) -kontrollere

Kontrolltrinn kalt kritisk ledningsmodus, som også blir betegnet som overgangsmodus eller grenseoverføringsmodus (BCM) -kontroller, er kretskonfigurasjoner som kan bli funnet effektivt brukt i lyselektroniske applikasjoner. Selv om det er problemfritt med brukervennligheten, er disse kontrollerne relativt dyre.

Følgende diagram 1-8 viser en vanlig CrM-kontrollerkretsdesign.

Vanligvis vil en CrM-kontroller PFC ha den ovennevnte typen kretser, som kan forstås ved hjelp av følgende punkter:

En inngang fra et referansemultiplikatorstrinn mottar et passende dimensjonert signal fra en assosiert feilforsterkerutgang med en lavfrekvenspol.

Den andre inngangen til multiplikatoren kan sees som referert med en stabilisert DC-spent spenning ekstrahert fra en rettet vekselstrømlinjeinngang.

Dermed er den resulterende utgangen fra multiplikatoren produktet av relativ DC fra feilforsterkerutgangen og det refererte signalet i form av fullbølge AC-sinusimpulser fra AC-inngangen.

Denne utgangen fra multiplikasjonstrinnet kan også sees i form av sinusbølgepulser med full bølge, men hensiktsmessig nedskalert i forhold til det påførte feilsignalet (forsterkningsfaktor) som referanse for inngangsspenningen.

Signalamplituden til denne kilden er passende justert for å implementere riktig spesifisert gjennomsnittseffekt og for å sikre en riktig regulert utgangsspenning.

Trinnet som er ansvarlig for å behandle strømamplituden får strømmen til å strømme i samsvar med utgangsbølgeformen fra multiplikatoren, men linjefrekvensstrømsignalamplituden (etter utjevning) kan forventes å være halvparten av denne referansen fra multiplikatorstrinnet .

Her kan operasjonene ved gjeldende formingskretsløp forstås som følger:

Med henvisning til diagrammet ovenfor står Vref for signalet ut fra multiplikatorstrinnet, som videre mates til en av opampene til en komparator hvis andre inngang er referert til det aktuelle bølgeformssignalet.

På strømbryteren øker strømmen over induktoren sakte til signalet over shunten har nådd Vref-nivået.

Dette tvinger komparatoren til å endre utgangen fra På til AV for å slå AV strømmen til kretsen.

Så snart dette skjer, begynner spenningen som gradvis rampet over induktoren å synke sakte mot null, og når den berører null, går opamp-utgangen tilbake og slår seg på igjen, og syklusen fortsetter å gjenta.

Som navnet på den ovennevnte karakteristikken tilsier, tillater kontrollmønsteret til systemet aldri induktorstrømmen å skyte over den forutbestemte grensen over de fortsatte og diskontinuerlige byttemodusene.

Denne ordningen hjelper til med å forutsi og beregne forholdet mellom gjennomsnittlig toppstrømnivå for den resulterende produksjonen fra opampen. Siden responsen er i form av trekantede bølger, betyr gjennomsnittet av bølgeformen nøyaktig 50% av de faktiske toppene til trekantbølgeformene.

Dette innebærer at den resulterende gjennomsnittsverdien av det nåværende signalet til trekantsbølgene ville være = Induktorstrøm x R-følelse eller bare sette halvparten av det forhåndsinnstilte referansenivået (Vref) til opampen.

Frekvensen til en regulator som bruker ovennevnte prinsipp vil være avhengig av linjespenningen og laststrømmen. Frekvensen kan være mye høyere ved høyere linjespenninger og kan variere ettersom inngangen på linjen varierer.

Frekvensklemt kritisk ledningsmodus (FCCrM)

Til tross for sin popularitet i forskjellige PFC-kontrollapplikasjoner for industriell strøm, innebærer den ovenfor forklarte CrM-kontrolleren noen iboende ulemper.

Hovedfeilen ved denne typen aktiv PFC-kontroll er dens frekvens ustabilitet med hensyn til linje- og belastningsforhold, som viser en økning i frekvens med lettere belastninger og høyere linjespenninger, og også hver gang inngangssinusbølgen nærmer seg nullkryssingene.

Hvis det blir gjort et forsøk på å rette opp dette problemet ved å legge til en frekvensklemme, resulterer det i en utgang med en forvrengt strømbølgeform, noe som virker uunngåelig på grunn av at 'Ton' forblir ujustert for denne prosedyren.

Imidlertid bidrar utviklingen av en alternativ teknikk til å oppnå en sann effektfaktorkorreksjon selv i diskontinuerlig modus (DCM). Operasjonsprinsippet kan studeres i figur nedenfor og med vedlagte ligninger.

Med henvisning til diagrammet ovenfor kan spolens toppstrøm evalueres ved å løse:

Gjennomsnittlig spolestrøm med referanse til koblingssyklusen (som i tillegg antas som den øyeblikkelige linjestrømmen for den gitte koblingssyklusen, på grunn av det faktum at koblingsfrekvensen vanligvis er høyere enn linjefrekvensen der variasjonene på linjespenningen finner sted ), uttrykkes med formelen:

Å kombinere forholdet ovenfor og forenkling av vilkårene gir følgende:

Ovennevnte uttrykk indikerer og antyder tydelig at i tilfelle en metode er implementert der en algoritme tar seg av å opprettholde ton.tycle / Tsw på et konstant nivå, vil det gjøre det mulig for oss å oppnå en sinusbølgestrøm med en enhetseffektfaktor selv i det diskontinuerlige driftsmåte.

Selv om ovennevnte hensyn avslører noen distinkte fordeler for den foreslåtte DCM-kontrollerteknikken, ser det ikke ut til å være det ideelle valget på grunn av de tilknyttede høye toppstrømnivåene, som vist i følgende tabell:

For å oppnå ideelle PFC-forhold, vil en fornuftig tilnærming være å implementere en tilstand der DCM og Crm-operasjonsmodusene blir slått sammen for å melke det beste ut av disse to kolleger.

Derfor når belastningsforholdene ikke er tunge og CrM går med høy frekvens, går kretsen for en DCM-modus, og i tilfelle når laststrømmen er høy, får Crm-tilstanden vedvare slik at strømtoppene ikke har en tendens til å krysse de uønskede høye grensene.

Denne typen optimalisering på tvers av de to foreslåtte kontrollmodusene kan best visualiseres i følgende figur der fordelene med de to kontrollmodusene blir slått sammen for å oppnå de mest ønskelige løsningene.

Fortsetter ledningsmodus

Den kontinuerlige ledningsmodusen til PFC kan bli ganske populær i SMPS-design på grunn av deres fleksible applikasjonsfunksjon og rekkevidde og tilhørende flere fordeler.

I denne modusen opprettholdes den nåværende toppspenningen på et lavere nivå, noe som resulterer i minimerte koblingstap innenfor de aktuelle komponentene, og videre blir inngangsrysselen gjengitt på et minimalt nivå med en relativt konstant frekvens, som igjen muliggjør utjevningsprosessen mye enklere for det samme.
Følgende attributter knyttet til CCM-type PFC må diskuteres litt mer utførlig.

Vrms2-kontroll

En av de viktigste egenskapene med mest PFC-design universelt anvendt er referansesignalet som må være en nedtrapping av den korrigerte inngangsspenningen.

Denne minimerte utbedrede ekvivalenten av inngangsspenningen til slutt tilføres i kretsen for å forme riktig bølgeform for utgangsstrømmen.

Som diskutert ovenfor brukes vanligvis et multiplikatorkretsstrinn for denne operasjonen, men som vi vet at et multiplikatorkretsstrinn kan være relativt mindre kostnadseffektivt enn et tradisjonelt twn-inngangsmultiplikatorsystem.

Et klassisk eksempel på layout kan sees i figuren nedenfor som viser en kontinuerlig modus PFC-tilnærming.

Som det fremgår utløses boost-omformeren ved hjelp av en gjennomsnittlig strømmodus PWM, som blir ansvarlig for dimensjonering av induktorstrømmen (inngangsstrøm for omformeren), med referanse til kommandostrømssignalet, V (i) , som kan sees på som en nedskalert ekvivalent av inngangsspenningen V (in) til en andel av VDIV.

Dette implementeres ved å dele feilspenningssignalet med kvadratet til inngangsspenningssignalet (glattet ut av kondensatoren Cf, for å skape en forenklet skaleringsfaktor med referanse til inngangsspenningsnivået).

Selv om du kanskje synes det er litt vanskelig å se at feilsignalet blir delt av kvadratet til inngangsspenningen, er årsaken bak dette tiltaket å skape en sløyfeforsterkning (eller en forbigående avhengig respons) som kanskje ikke er basert på inngangsspenningen. utløsende.

Kvadrering av spenningen ved nevneren nøytraliserer med verdien av Vsin sammen med overføringsfunksjonen til PWM-kontrollen (proporsjonaliteten til den nåværende grafhellingen til indusroren med inngangsspenningen).

En ulempe med denne formen for PFC er imidlertid multiplikatorens fleksibilitet, som tvinger dette trinnet til å være litt overdesignet, spesielt strømhåndteringsseksjonene i kretsen, slik at den opprettholder selv de verste tilfelle strømforsyningsscenariene.

Gjennomsnittlig gjeldende moduskontroll

I figuren ovenfor kan vi se hvordan referansesignalet produsert fra multiplikatoren V (i) betyr formen på bølgeformen og skaleringsområdet til PFC-inngangsstrømmen.

Det angitte PWM-trinnet blir ansvarlig for å sikre at en gjennomsnittlig inngangsstrøm er på nivå med referanseverdien. Prosedyren utføres gjennom et gjennomsnittsstrømmodus-trinn, som det fremgår av figuren nedenfor.

Kontrollen av gjennomsnittsstrømmodus er i utgangspunktet konfigurert til å regulere gjennomsnittsstrømmen (inngang / utgang) med referanse til styresignalet Icp, som igjen er opprettet ved å benytte en lavfrekvent DC-sløyfe gjennom et feilforsterkerkretsstadium, og dette er ingenting annet enn den ekvivalente strømmen som tilsvarer signalet Vi som er vist i den tidligere figuren til dette.

Trinnstrømforsterkeren fungerer som en strømintegrator så vel som en feilforsterker for å regulere formen på bølgeformen, mens Icp-signalet som genereres over Rcp blir ansvarlig for å utføre DC-inngangsspenningskontrollen.

For å sikre en lineær respons fra strømforsterkeren, må inngangen være lik, noe som betyr at potensialforskjellen generert over R (shunt) må være lik spenningen som genereres rundt Rcp, fordi vi ikke kan ha en DC gjennom ikke-inverterende motstandsinngang fra strømforsterkeren.

Utgangen generert av strømforsterkeren skal være et 'lavfrekvent' feilsignal avhengig av shuntens gjennomsnittlige strøm, så vel som signalet fra Isp.

Nå genererer en oscillator et sagtannssignal som brukes til å sammenligne signalet ovenfor med det, akkurat som gjort med spenningsmodusens kontrolldesign.

Dette resulterer i opprettelsen av PWM-er bestemt ved å sammenligne de ovennevnte to signalene.

Avanserte PFC-løsninger

De forskjellige metodene for PFC-kontroller som diskutert ovenfor (CrM, CCM, DCM) og deres varianter gir designerne varierte muligheter for å konfigurere PFC-kretser.

Til tross for disse alternativene, har det konsekvente søket etter å oppnå bedre og mer avanserte moduler når det gjelder effektivitet gjort det mulig for mer sofistikerte design å bli diagnostisert for disse applikasjonene.

Vi vil diskutere mer om dette ettersom denne artikkelen er oppdatert med det siste om emnet.