Hvordan lage en Flyback Converter - omfattende veiledning

En tilbakekoblingskonfigurasjon er den foretrukne topologien i SMPS-applikasjonsdesign, hovedsakelig fordi den garanterer fullstendig isolasjon av utgangsstrømmen fra inngangsstrømmen. Andre funksjoner inkluderer lave produksjonskostnader, enklere design og ukomplisert implementering. Lavstrøm DCM-versjonen av flyback-omformere som inkluderer utgangsspesifikasjon lavere enn 50 watt, er mer brukt enn de større motstrømsmodellene.

La oss lære detaljene med en omfattende forklaring gjennom følgende avsnitt:

Omfattende designveiledning for off-line fast frekvens DCM Flyback Converter

Flyback-operasjonsmåter: DCM og CCM

Nedenfor ser vi den grunnleggende skjematiske utformingen av en flyback-omformer. Hovedseksjonene i denne utformingen er transformatoren, koblingseffekten mosfet Q1 på primærsiden, broensretteren på sekundærsiden D1, en filterkondensator for utjevning utgangen fra D1, og et PWM-styretrinn som kan være en IC-styrt krets.

Denne typen flyback-design kan ha en CCM (kontinuerlig ledningsmodus) eller DCM (Diskontinuerlig ledningsmodus) i drift basert på hvordan strømmen MOSFET T1 er konfigurert.

I utgangspunktet har vi i DCM-modus hele den elektriske energien lagret i transformatorens primær overført over sekundærsiden hver gang MOSFET slås AV i løpet av byttesyklusene (også kalt tilbakeføringsperioden), noe som fører til at den primære sidestrømmen når et nullpotensial. før T1 er i stand til å slå PÅ igjen i sin neste koblingssyklus.

I CCM-modus får ikke den elektriske energien som er lagret i den primære muligheten til å bli fullstendig overført eller indusert over sekundærområdet.

Dette er fordi hver av de påfølgende koblingspulsene fra PWM-kontrolleren slår PÅ T1 før transformatoren har overført sin fulle lagrede energi til belastningen. Dette innebærer at tilbakestrømningsstrømmen (ILPK og ISEC) aldri får lov til å nå nullpotensialet under hver av byttesyklusene.

Vi kan se forskjellen mellom de to driftsmåtene i følgende diagram gjennom de nåværende bølgeformmønstrene over transformatorens primære og sekundære del.

Både DCM- og CCM-modus har sine spesifikke fordeler, noe som kan læres av følgende tabell:

Sammenlignet med CCM krever DCM-moduskretsen større nivåer av toppstrøm for å sikre optimal kraft over sekundærsiden av transformatoren. Dette krever igjen at primærsiden skal klassifiseres ved høyere RMS-strøm, noe som betyr at MOSFET må klassifiseres på det spesifiserte høyere området.

I tilfeller der det kreves at konstruksjonen bygges med et begrenset utvalg av inngangsstrøm og komponenter, blir vanligvis en CCM-modus fyback valgt, slik at designet kan bruke relativt mindre filterkondensator og lavere ledertap på MOSFET og transformatoren).

CCM blir gunstig for forhold der inngangsspenningen er lavere, mens strømmen er høyere (over 6 ampere), design som kan vurderes til å fungere med over 50 watt effekt , med unntak av utganger ved 5V hvor effektforholdet kan være lavere enn 50 watt.

Bildet over indikerer gjeldende respons på primærsiden av tilbakeføringsmodusene og det korresponderende forholdet mellom deres trekantede og trapesformede bølgeformer.

IA på den trekantede bølgeformen indikerer det minimale initialiseringspunktet som kan sees på som null, i begynnelsen av innkoblingsperioden til MOSFET, og også et høyere nåværende toppnivå vedvarende i den primære viklingen av transformator på det tidspunktet til MOSFET slås PÅ igjen, under CCM-modus.

IB kan oppfattes som målpunktet for den nåværende størrelsen mens mosfet bryteren er slått PÅ (Tonintervall).

Den normaliserte nåværende verdien IRMS kan sees på som funksjonen til K-faktoren (IA / IB) over Y-aksen.

Dette kan brukes som multiplikator når resistive tap må beregnes for et assortert antall bølgeformer med referanse til en trapesformet bølgeform som har en flat øvre bølgeform.

Dette demonstrerer også de ekstra uunngåelige DC-ledningstapene til transformatorviklingen og transistorer eller dioder som en strømbølgeformfunksjon. Ved å bruke disse rådene vil designeren kunne forhindre så gode som 10 til 15% ledningstap med en så godt beregnet omformerkonstruksjon.

Tatt i betraktning de ovennevnte kriteriene kan bli betydelig avgjørende for applikasjoner som er designet for å håndtere høye RMS-strømmer, og krever en optimal effektivitet som nøkkelegenskapene.

Det kan være mulig å eliminere ekstra kobbertap, selv om det kan kreve en formidabel kjernestørrelse for å imøtekomme det vesentlige større svingete vindusområdet, i motsetning til situasjoner der bare kjernespesifikasjonene blir avgjørende.

Som vi har forstått så langt, muliggjør en DCM-driftsmodus bruk av en transformator av lavere størrelse, har større forbigående respons og fungerer med minimale koblingstap.

Derfor blir denne modusen sterkt anbefalt for tilbakekoblingskretser spesifisert for høyere utgangsspenninger med relativt lavere amperebehov.

Selv om det kan være mulig å designe en flyback-omformer for å fungere med DCM så vel som CCM-modus, må en ting huskes at under overgangen fra DCM til CCM-modus forvandles denne skiftende funksjonen til en 2-polet operasjon, noe som gir opphav til impedans for omformeren.

Denne situasjonen gjør det viktig å innlemme flere designstrategier, inkludert forskjellige sløyfe (tilbakemeldinger) og skråningskompensasjon med hensyn til det indre strømsløyfesystemet. Praktisk sett innebærer dette at vi må sørge for at omformeren primært er designet for en CCM-modus, men likevel er i stand til å jobbe med DCM-modus når lettere belastninger brukes på utgangen.

Det kan være interessant å vite at ved å bruke avanserte transformatormodeller kan det bli mulig å forbedre en CCM-omformer gjennom renere og lettere belastningsregulering, samt høy kryssregulering over et bredt spekter av belastning gjennom en trinn-gap-transformator.

I slike tilfeller håndheves et lite kjernespalte ved å sette inn et eksternt element som isolasjonstape eller papir for å indusere høy induktans i utgangspunktet, og også muliggjøre CCM-drift med lettere belastninger. Vi vil diskutere dette utførlig en annen gang mine påfølgende artikler.

Å ha slike allsidige DCM-modusegenskaper, er ingen overraskelse at dette blir det populære valget når det er nødvendig med en problemfri, effektiv og lite strøm-SMPS for å bli designet.

I det følgende vil vi lære trinnvise instruksjoner om hvordan du designer en DCM-modus flyback-omformer.

DCM Flyback Design ligninger og sekvensielle beslutningskrav

Trinn 1:
Vurder og estimer designkravene dine. Alle SMPS-design må begynne med å vurdere og bestemme systemspesifikasjonene. Du må definere og tildele følgende parametere:

Vi vet at effektivitetsparameteren er den avgjørende som må avgjøres først. Den enkleste måten er å gå fram er å sette et mål på rundt 75% til 80%, selv om designet ditt er et billig design. Byttefrekvensen betegnet som

Fsw må generelt kompromitteres mens man får det beste ut av transformatorstørrelse og tap på grunn av bytte og EMI. Hvilket antyder at man kan trenge å bestemme seg for en byttefrekvens minst under 150 kHz. Vanligvis kan dette velges mellom et 50 kHz og 100 kHz område.

Videre, hvis mer enn en utgang er nødvendig for å være inkludert for designet, må den maksimale effektverdien Pout justeres som den kombinerte verdien av de to utgangene.

Det kan være interessant å vite at de mest populære konvensjonelle SMPS-designene til nyere tid hadde mosfet og PWM-bryterkontroller som to forskjellige isolerte trinn, integrert sammen over et PCB-oppsett, men i dag i moderne SMPS-enheter, kan disse to trinnene bli funnet innebygd i en pakke og produsert som enkelt IC.

Hovedsakelig er parameterne som vanligvis vurderes når du designer en flyback SMPS-omformer 1) Applikasjonen eller belastningsspesifikasjonene, 2) Kostnad 3) Standby-effekt og 4) Ytterligere beskyttelsesfunksjoner.

Når innebygde IC-er brukes, blir ting vanligvis mye lettere, da det bare krever at transformatoren og noen få eksterne passive komponenter beregnes for å designe en optimal flyback-omformer.

La oss komme inn i detaljene om de involverte beregningene for utforming av en svak SMPS.

Beregning av inngangskondensator Cin og inngangs DC-spenningsområde

Avhengig av inngangsspenning og effektspesifikasjoner kan standardregelen for valg av Cin, som også kalles en DC-koblingskondensator, læres av følgende forklaringer:

For å sikre et bredt driftsområde kan det velges en 2uF per watt eller høyere verdi for en likestrømskoblingskondensator, som gjør at du kan ha et godt kvalitetsområde for denne komponenten.

Deretter kan det være nødvendig å bestemme minimum DC inngangsspenning som kan oppnås ved å løse:

Der utladningen blir arbeidsforholdet til likestrømskoblingskondensatoren, som kan være omtrent 0,2

I figuren ovenfor kan vi visualisere DC-koblingskondensatorspenningen. Som vist oppstår inngangsspenningen under maksimal utgangseffekt og minimum inngangsstrøm, mens den maksimale DC-inngangsspenningen oppstår under minimum inngangseffekt (fravær av belastning) og under maksimal inngangsstrøm.

Under ingen belastningstilstand kan vi se en maksimal DC-inngangsspenning, der kondensatoren lades på toppnivået til AC-inngangsspenningen, og disse verdiene kan uttrykkes med følgende ligning:

Trinn 3:

Evaluering av Flyback-indusert spenning VR, og maksimal spenningsspenning på MOSFET VDS. Flyback-indusert spenning VR kan forstås som spenningen indusert over primærsiden av transformatoren når mosfet Q1 er i AV-tilstand.

Ovennevnte funksjon påvirker igjen maksimal VDS-vurdering av mosfet, som kan bekreftes og identifiseres ved å løse følgende ligning:

Hvor, Vspike er spenningsspissen generert på grunn av transformatorlekkasjeinduktans.

Til å begynne med kan en 30% Vspike ut av VDSmax tas.

Følgende liste forteller oss hvor mye reflektert spenning eller indusert spenning som kan anbefales for en 650V til 800V rangert MOSFET, og som har en innledende grenseverdi VR lavere enn 100V for et forventet stort inngangsspenningsområde.

Å velge riktig VR kan være et røverkjøp mellom spenningsnivået over den sekundære likeretteren og de primære sidemosfetspesifikasjonene.

Hvis VR er valgt veldig høyt gjennom et økt svingforhold, vil det gi større VDSmax, men et lavere nivå av spenningsspenning på sekundærdioden.

Og hvis VR velges for lite gjennom et mindre svingforhold, vil VDSmax bli mindre, men vil resultere i en økning i spenningsnivået på sekundærdioden.

En større primærside VDSmax vil ikke bare sikre lavere spenningsnivå på sekundærdioden og reduksjon i primærstrøm, men vil også gjøre det mulig å implementere en kostnadseffektiv design.

Flyback med DCM-modus

Hvordan beregne Dmax avhengig av Vreflected og Vinmin

En maksimal driftssyklus kan forventes i tilfeller av VDCmin. For denne situasjonen kan vi designe transformatoren langs terskelene til DCM og CCM. I dette tilfellet kan driftssyklusen presenteres som:

Trinn 4:

Hvordan beregne primær induktansstrøm

I dette trinnet vil vi beregne primær induktans og primær toppstrøm.

Følgende formler kan brukes til å identifisere primær toppstrøm:

Når det ovennevnte er oppnådd, kan vi fortsette og beregne den primære induktansen ved hjelp av følgende formel, innenfor de maksimale driftssyklusgrensene.

Det må utvises forsiktighet med hensyn til tilbakesending, den må ikke gå inn i CCM-modus på grunn av noen form for overflødige belastningsforhold, og for denne maksimale effektspesifikasjonen bør du vurdere når du beregner Poutmax i ligning nr. 5. Den nevnte tilstanden kan også forekomme i tilfelle induktans økes over Lprimax-verdien, så vær oppmerksom på disse.

Trinn 5 :

Hvordan velge optimal kjernekvalitet og størrelse:

Det kan se ganske skremmende ut mens du velger riktig kjernespesifikasjon og struktur hvis du designer en tilbakebetaling for første gang. Siden dette kan involvere et betydelig antall faktorer og variabler som skal vurderes. Noen få av disse som kan være avgjørende er kjernegeometrien (f.eks. EE-kjerne / RM-kjerne / PQ-kjerne osv.), Kjernedimensjonen (f.eks. EE19, RM8 PQ20 osv.), Og kjernematerialet (f.eks. 3C96. TP4, 3F3 etc).

Hvis du ikke er klar over hvordan du skal gå videre med spesifikasjonene ovenfor, kan en effektiv måte å motvirke dette problemet være å henvise til standard kjernevalgsguide av kjerneprodusenten, eller du kan også ta hjelpen til følgende tabell, som omtrent gir deg standard kjernedimensjoner mens du designer en 65 kHz DCM flyback, med referanse til utgangseffekten.

Når du er ferdig med valget av kjernestørrelse, er det på tide å velge riktig spole, som kan anskaffes i henhold til kjernedataarket. Ytterligere egenskaper til spolen, for eksempel antall pinner, PCB-montering eller SMD, horisontal eller vertikal posisjonering, alt dette kan også være behov for å betraktes som det foretrukne designet

Kjernematerialet er også avgjørende og må velges basert på frekvens, magnetisk fluks tetthet og kjernetap.

Til å begynne med kan du prøve varianter med navnet 3F3, 3C96 eller TP4A. Husk at navnene på tilgjengelig kjernemateriale kan være forskjellige for identiske typer, avhengig av den spesielle produksjonen.

Hvordan beregne minimum primærsvingninger eller svingete

Hvor begrepet Bmax Betegner driftsmaksimal flytdensitet, Lpri forteller deg om den primære induktansen, Ipri blir den primære toppstrømmen, mens Ae identifiserer tverrsnittsarealet til den valgte kjernetypen.

Det må huskes at Bmax aldri skal få lov til å overskride metningstrømstettheten (Bsat) som spesifisert i databladet til kjernematerialet. Du kan finne små avvik i ferrittkjerner avhengig av spesifikasjoner som materialtype og temperatur, men de fleste av disse vil ha en verdi på nær 400mT.

Hvis du ikke finner noen detaljerte referansedata, kan du gå med en Bmax på 300mT. Selv om valg av høyere Bmax kan hjelpe til med å få redusert antall primære svinger og lavere ledning, kan kjernetap øke betydelig. Forsøk å optimalisere mellom verdiene til disse parametrene, slik at kjernetap og kobbertap begge holdes innenfor akseptable grenser.

Trinn 6:

Hvordan beregne antall svinger for hoved sekundærutgang (Ns) og diverse ekstrautganger (Naux)

For å bestemme de sekundære svingene Vi må først finne svingforholdet (n), som kan beregnes ved hjelp av følgende formel:

Der Np er de primære svingene, og Ns er det sekundære antall svinger, betyr Vout utgangsspenningen, og VD forteller oss om spenningsfallet over sekundærdioden.

For å beregne svingene for hjelpeutgangene for en ønsket Vcc-verdi, kan følgende formel brukes:

En hjelpevikling blir avgjørende i alle flyback-omformere for å levere den første oppstartforsyningen til kontroll-IC. Denne forsynings-VCC brukes vanligvis til å drive bryter-IC på primærsiden og kan fikses i henhold til verdien gitt i databladet til IC. Hvis beregningen gir en ikke-heltallverdi, kan du bare runde den av ved å bruke den øvre heltallverdien like over dette ikke-heltallet.

Hvordan beregne ledningsstørrelsen for den valgte utgangsspolingen

For å kunne beregne ledningsstørrelsene riktig for flere viklinger, må vi først finne ut RMS-strømspesifikasjonen for den enkelte viklingen.

Det kan gjøres med følgende formler:

Som utgangspunkt kan en strømtetthet på 150 til 400 sirkulære mil per ampere brukes til å bestemme ledningens måler. Følgende tabell viser referansen for valg av passende ledningsmåler ved bruk av 200M / A, i henhold til RMS nåværende verdi. Det viser deg også ledningens diameter og den grunnleggende isolasjonen for en assosiert måler av superemaliserte kobbertråder.

Trinn 8:

Tatt i betraktning konstruksjonen av transformatoren og vikling design Iteration

Etter at du er ferdig med å bestemme de ovennevnte omtalte transformatorparametrene, blir det avgjørende å evaluere hvordan du skal tilpasse ledningsdimensjonen og antall omdreininger innenfor den beregnede transformatorens kjernestørrelse og den angitte spolen. For å få dette riktig optimalt kan det være nødvendig med flere iterasjoner eller eksperimenter for å optimalisere kjernespesifikasjonen med henvisning til trådmåleren og antall svinger.

Følgende figur indikerer viklingsområdet for en gitt EE-kjerne . Med referanse til den beregnede trådtykkelsen og antall omdreininger for den enkelte viklingen, kan det være mulig å estimere omtrent om viklingen vil passe til det tilgjengelige viklingsområdet (w og h) eller ikke. Hvis viklingen ikke passer, kan en av parametrene ut av antall svinger, trådmåler eller kjernestørrelse eller mer enn 1 parameter kreve litt finjustering til viklingen passer optimalt.

Den viklede utformingen er avgjørende siden arbeidsytelsen, og transformatorens pålitelighet, avhenger betydelig av den. Det anbefales å bruke et sandwichoppsett eller en struktur for viklingen for å begrense induktanslekkasje, som angitt i figur 5.

For å tilfredsstille og overholde de internasjonale sikkerhetsreglene, må utformingen ha tilstrekkelig isolasjonsområde over de primære og sekundære lagene av viklingen. Dette kan sikres ved å benytte marginviklet struktur, eller ved å bruke en sekundær ledning med tredobbelt isolert ledningsgrad, som vist i den følgende figuren.

Å bruke trippelisolert ledning for sekundærviklingen blir det enkleste alternativet for raskt å bekrefte de internasjonale sikkerhetslovene angående flyback SMPS-design. Imidlertid kan slike forsterkede ledninger ha litt høyere tykkelse sammenlignet med den normale varianten som tvinger viklingen til å oppta mer plass, og kan kreve ytterligere innsats for å få plass i den valgte spolen.

Trinn 9

Hvordan designe Primary Clamp Circuit

I vekslingssekvensen utsettes en høyspenningspike i form av lekkasjonsinduktans over mosfetavløpet / -kilden i MOSFET-periodene, noe som kan resultere i et snøskred sammenbrudd, og til slutt skade mosfet.

For å motvirke dette er en klemkrets vanligvis konfigurert over primærviklingen, som øyeblikkelig begrenser den genererte spissen til en sikker, lavere verdi.

Du finner et par klemmekretsdesign som kan innlemmes for dette formålet, som vist i følgende figur.

Dette er nemlig RCD-klemme og Diode / Zener-klemme, hvor sistnevnte er mye lettere å konfigurere og implementere enn det første alternativet. I denne klemkretsen bruker vi en kombinasjon av en likeretterdiode og en høyspennings-Zener-diode som en TVS (transient voltage suppressor) for å klemme overspenningen.

Funksjonen til Zener-diode er å effektivt klemme eller begrense spenningsspissen til lekkasjespenningen er fullstendig shuntet gjennom Zener-dioden. Fordelen med en diode Zener-klemme er at kretsen bare aktiveres og klemmes når den kombinerte verdien av VR og Vspike overstiger spesifikasjonen for nedbrytning av Zener-dioden, og omvendt, så lenge spissen er under Zener-sammenbruddet eller et sikkert nivå, klemmen kan ikke utløses i det hele tatt, og tillater ikke unødvendig strømavbrudd.

Hvordan velge klemmediode / Zener-vurdering

Det skal alltid være dobbelt så mye som verdien av den reflekterte spenningen VR, eller den antatte toppspenningen.
Likrikterdioden skal være ultra-rask gjenoppretting eller en schottky type diode som har en rangering som er høyere enn den maksimale likestrømsforbindelsesspenningen.

Det alternative alternativet for RCD-type klemming har ulempen med å bremse MOSFETs dv / dt. Her blir motstandsparameteren til motstanden avgjørende mens den begrenser spenningen. Hvis en Rclamp med lav verdi er valgt, vil det forbedre piggbeskyttelsen, men kan øke spredningen og kaste bort energi. Omvendt, hvis en Rclamp med høyere verdi er valgt, vil det bidra til å minimere spredning, men kanskje ikke så effektivt i undertrykke piggene .

Med henvisning til figuren ovenfor, for å sikre VR = Vspike, kan følgende formel brukes

Hvor lekkasje betyr induktansen til transformatoren, og kan bli funnet ved å lage en kortslutning over sekundærviklingen, eller alternativt, kan en tommelfingerverdi innlemmes ved å bruke 2 til 4% av den primære induktansverdien.

I dette tilfellet bør kondensatoren Cclamp være vesentlig stor og hemme en økning i spenningen under absorpsjonsperioden for lekkasjenergien.

Verdien av Cclamp kan velges mellom 100pF til 4.7nF, energien som er lagret inne i denne kondensatoren vil bli utladet og oppdatert av Rclamp raskt under eacj-byttesyklus.

Trinn 10

Hvordan velge utgangslikterdiode

Dette kan beregnes med formelen vist ovenfor.

Sørg for å velge spesifikasjonene slik at maksimal omvendt spenning eller VRRM til dioden ikke er mindre enn 30% enn VRV-dioden, og sørg også for at IF eller lavine-fremoverstrømspesifikasjonen er minst 50% større enn IsecRMS. Gå helst for en schottky-diode for å minimere ledningstap.

Med en DCM-krets kan Flyback-toppstrømmen være høy, prøv derfor å velge en diode med lavere fremoverspenning og relativt høyere strømspesifikasjoner, med hensyn til ønsket effektivitetsnivå.

Trinn 11

Hvordan velge utgangskondensatorverdien

Velge en riktig beregnet utgangskondensator mens utforming av tilbakeslag kan være ekstremt avgjørende, fordi i en flyback-topologi er lagret induktiv energi utilgjengelig mellom dioden og kondensatoren, noe som innebærer at kondensatorverdien må beregnes ved å vurdere 3 viktige kriterier:

1) Kapasitans
2) ESR
3) RMS-strøm

Den minste mulige verdien kan identifiseres avhengig av funksjonen til maksimal akseptabel topp til topp utgangsspenning, og kan identifiseres ved hjelp av følgende formel:

Hvor Ncp angir antall primære sideklokkepulser som kreves av kontrolltilbakemeldingen for å kontrollere driften fra de angitte maksimums- og minimumsverdiene. Dette kan vanligvis kreve rundt 10 til 20 byttesykluser.
Iout refererer til maksimal utgangsstrøm (Iout = Poutmax / Vout).

For å identifisere maksimal RMS-verdi for utgangskondensatoren, bruk følgende formel:

For en spesifisert høy byttefrekvens for tilbakeslaget vil den maksimale toppstrømmen fra sekundærsiden av transformatoren generere en tilsvarende høy rippelspenning, pålagt over den tilsvarende ESR til utgangskondensatoren. Med tanke på dette må det sikres at kondensatorens ESRmax-klassifisering ikke overstiger kondensatorens spesifiserte akseptable rippelstrømkapasitet.

Den endelige utformingen kan i utgangspunktet inkludere ønsket spenningsgrad og kondensatorens muligheter for rippelstrøm, basert på det faktiske forholdet mellom den valgte utgangsspenningen og strømmen til tilbakeslaget.

Sørg for at ESR-verdi bestemmes fra databladet basert på frekvensen høyere enn 1 kHz, som vanligvis kan antas å være mellom 10 kHz og 100 kHz.

Det ville være interessant å merke seg at en ensom kondensator med lav ESR-spesifikasjon kan være nok til å kontrollere utgangsringelen. Du kan prøve å inkludere et lite LC-filter for høyere toppstrømmer, spesielt hvis flyback er designet for å fungere med en DCM-modus, noe som kan garantere en rimelig god ripplespenningskontroll ved utgangen.

Trinn 12

Ytterligere viktige hensyn:

A) Hvordan velge spenning og strømstyrke for den primære sidebro-likeretteren.

Det kan gjøres gjennom ovenstående ligning.

I denne formelen PF står for effektfaktor av strømforsyningen, kan vi bruke 0,5 i tilfelle en riktig referanse blir utenfor rekkevidde. For bro likeretter velger du dioder eller modulen som har en fremforsterker rangering 2 ganger mer enn IACRMS. For spenningsverdien kan den velges ved 600V for en maksimumsspesifikasjon på 400V vekselstrøm.

B) Hvordan velge gjeldende følemotstand (Rsense):

Det kan beregnes med følgende ligning. Sensormotstanden Rsense er innarbeidet for å tolke maksimal effekt ved utgangen av flyback. Vcsth-verdien kan bestemmes ved å referere til kontrollerens IC-datablad, Ip (maks) betyr den primære strømmen.

C) Velge kondensatorens VCC:

En optimal kapasitansverdi er avgjørende for at inngangskondensatoren gir en riktig oppstartsperiode. Vanligvis gjør en verdi mellom 22uF og 47uF jobben pent. Imidlertid, hvis dette er valgt, kan mye lavere resultere i å utløse en 'underspenningssperre' på kontrolleren IC, før Vcc er i stand til å utvikle seg av omformeren. Tvert imot kan en større kapasitansverdi resultere i en uønsket forsinkelse av oppstartstiden til omformeren.

I tillegg må du sørge for at denne kondensatoren er av beste kvalitet, med veldig gode ESR- og krusningsstrømspesifikasjoner, på linje med utgangen kondensatorspesifikasjoner . Det anbefales på det sterkeste å koble til en annen kondensator med mindre verdi i størrelsesorden 100nF, parallelt med ovennevnte kondensator, og så nært som mulig til kontrolleren ICs Vcc / jord pinouts.

D) Konfigurere tilbakemeldingssløyfen:

Tilbakekoblingssløyfekompensasjon blir viktig for å stoppe genereringen av svingninger. Å konfigurere sløyfekompensasjon kan være enklere for DCM-modusflyback enn en CCM, på grunn av fraværet av 'høyre halvplan null' i kraftfasen, og det kreves derfor ingen kompensasjon.

Som angitt ovenfor, blir en enkel RC (Rcomp, Ccomp) stort sett akkurat nok til å opprettholde god stabilitet over løkken. Generelt kan Rcomp-verdien velges mellom 1K og 20K, mens Ccomp kan være i området 100nF og 470pF.

Dette avslutter vår forseggjorte diskusjon om hvordan du designer og beregner en flyback-omformer. Hvis du har noen forslag eller spørsmål, kan du legge dem fram i kommentarfeltet nedenfor, spørsmålene dine blir besvart ASAP.

Høflighet: Infineon