Hvordan Buck-Boost-kretser fungerer

Vi har alle hørt mye om kretsløft og boost-kretser og vet at disse kretsene i utgangspunktet brukes i SMPS-design for å trappe opp eller trappe ned en gitt spenning ved inngangen. Det interessante med denne teknologien er at den tillater ovennevnte funksjoner med ubetydelig varmegenerering som resulterer i ekstremt effektive konverteringer.

Hva er Buck-Boost, hvordan det fungerer

La oss lære konseptet i den første delen uten å involvere mye teknikk, slik at det blir lettere å forstå hva som egentlig er boost boost-konseptet, selv for en nybegynner.

Blant de tre grunnleggende topologiene som heter buck, boost og buck-boost, er den tredje mer populær siden den gjør at begge funksjonene (buck boost) kan brukes gjennom en enkelt konfigurasjon bare ved å endre inngangspulsene.

I buck-boost-topologien har vi primært en elektronisk koblingskomponent som kan være i form av en transistor eller en mosfet. Denne komponenten byttes via et pulserende signal fra en integrert oscillatorkrets.

Bortsett fra ovennevnte koblingskomponent, har kretsen en induktor, en diode og en kondensator som hovedingredienser.

Alle disse delene er ordnet i den form som kan sees i følgende diagram:

Med henvisning til det ovennevnte buck boost-diagrammet er mosfet den delen som mottar pulser som tvinger den til å operere under to forhold: ON-tilstand og OFF-tilstand.

Under PÅ-tilstand får inngangsstrømmen en tydelig sti gjennom mosfet og prøver umiddelbart å komme seg over induktoren siden dioden er plassert i omvendt forspent tilstand.

Induktoren på grunn av sin iboende eiendom prøver å begrense den plutselige tilføringen av strøm og lagrer i en kompenserende respons en viss mengde strøm i den.

Så snart mosfetten er slått AV, går den under OFF-tilstanden og blokkerer enhver passering av inngangsstrømmen.

Igjen er spolen ikke i stand til å takle denne plutselige strømendringen fra en gitt størrelse til null, og som et svar på å kompensere dette, sparker den tilbake den lagrede strømmen via dioden over kretsens utgang.

I prosessen blir strømmen også lagret i kondensatoren.

Under den neste ON-tilstanden til mosfet, gjentas syklusen som ovenfor, men uten strøm tilgjengelig fra induktoren, kondensatoren tømmer den lagrede energien inn i utgangen som hjelper til med å holde utgangen stabil i optimalisert grad.

Du lurer kanskje på hvilken faktor som bestemmer BUCK eller BOOST-resultatene ved utgangen? Det er ganske enkelt, det kommer an på hvor lenge mosfetten får være i PÅ-tilstand eller i AV-tilstand.

Med en økning i mosfets PÅ-tid begynner kretsen å bli forvandlet til en Boost-omformer mens mosfets AV-tid overskrider PÅ-tiden, resulterer i at kretsen oppfører seg som en Buck-omformer.

Dermed kan inngangen til mosfet gjøres gjennom en optimalisert PWM-krets for å få de nødvendige overgangene over den samme kretsen.

Utforske Buck / Boost Topology i SMPS-kretser mer teknisk:

Som diskutert i avsnittet ovenfor, er de tre grunnleggende topologiene som populært brukes med strømforsyninger i brytermodus bukk, boost og buck boost.

Disse er i utgangspunktet ikke-isolerte der inngangseffektstrinnet deler en felles base med utgangseffektdelen. Selvfølgelig kunne vi også finne isolerte versjoner, men ganske sjeldne.

Ovenstående uttrykte tre topologier kan skilles unikt avhengig av deres eksklusive egenskaper. Egenskapene kan identifiseres som steady state-spenningskonverteringsforhold, arten av inngangs- og utgangsstrømmen og karakteren av utgangsspenningsring.

I tillegg kan frekvensresponsen til driftssyklusen til utgangsspenningen utføres som en av de viktigste egenskapene.

Blant de ovennevnte tre topologiene er buck-boost-topologi den mest foretrukne fordi den tillater utgangen å jobbe spenninger mindre enn inngangsspenningen (buck-modus) og også å produsere spenninger over inngangsspenningen (boost-modus).

Imidlertid kan utgangsspenningen alltid anskaffes med motsatt polaritet fra inngangen, noe som ikke skaper noen problemer.

Den påførte inngangsstrømmen til en bukkforsterkningsomformer er i form av en pulserende strøm på grunn av bytte av den tilhørende strømbryteren (Q1).

Her bytter strømmen fra null til l under hver pulssyklus. Det samme gjelder også for utgangen, og vi får en pulserende strøm på grunn av den tilhørende dioden som bare leder i en retning, og forårsaker en PÅ og AV-pulserende situasjon under koblingssyklusen .

Kondensatoren er ansvarlig for å tilveiebringe kompenserende strøm når dioden er i utkoblet eller omvendt forspent tilstand under koblingssyklusene.

Denne artikkelen forklarer steady state-funksjonaliteten til buck-boost-omformeren i kontinuerlig modus og diskontinuerlig modus med eksempler på bølgeformer presentert.

Driftssyklus-til-utgangsspenningsutvekslingsfunksjonaliteten presenteres etter en introduksjon av PWM-bryterdesignet.

Figur 1 er et forenklet skjema over buck-boost power-trinnet med en drivkretsblokk lagt til. Strømbryteren, Q1, er en n-kanal MOSFET. Utgangsdioden er CR1.

Induktoren, L og kondensatoren, C, utgjør effektiv utfiltrering. Kondensatoren ESR, RC, (ekvivalent seriemotstand) og induktorens DC-motstand, RL, er alle analysert i. Motstanden, R, tilsvarer belastningen identifisert av effekttrinnets utgang.

I løpet av den vanlige funksjonaliteten til buck-boost power-trinnet blir Q1 kontinuerlig slått på og av med på- og av-tidene styrt av kontrollkretsen.

Denne koblingsatferden tillater en kjede av pulser ved krysset mellom Q1, CR1 og L.

Selv om induktoren, L, er koblet til utgangskondensatoren, C, hvis bare CR1 leder, blir et vellykket L / C-utgangsfilter etablert. Det renser rekkefølgen av pulser for å resultere i en DC utgangsspenning.

Buck-Boost Steady-State-analyse

Et kraftstrinn kan fungere i kontinuerlig eller diskontinuerlig induktorstrøminnstilling. Kontinuerlig induktorstrømmodus identifiseres ved strøm kontinuerlig i induktoren over vekslingssekvensen i steady-state prosess.

Diskontinuerlig induktorstrømmodus identifiseres ved at induktorstrømmen forblir null i en del av byttesyklusen. Den begynner på null, strekker seg til en maksimal verdi og kommer tilbake til null i løpet av hvert byttemønster.

De to forskjellige metodene er nevnt i mye større detalj etterpå, og modellforslag for induktorverdien for å opprettholde en valgt funksjonalitet, ettersom evnen til nominell belastning presenteres. Det er ganske gunstig for en omformer å være i et enkelt format bare over sine forutsagte funksjonsforhold, siden frekvensresponsen på effekttrinnet endrer seg vesentlig mellom de to forskjellige driftsteknikkene.

Ved denne vurderingen benyttes en n-kanal MOSFET og en positiv spenning, VGS (ON), tilføres fra porten til kildeterminalene til Q1 av styrekretsen for å slå på FET. Fordelen med å bruke en n-kanal FET er dens lavere RDS (på), men kontrakretsen er vanskelig fordi en suspendert stasjon blir nødvendig. For de identiske pakkedimensjonene, har en p-kanal FET en høyere RDS (på), men kan ikke nødvendigvis kreve en flytende drivkrets.

Transistoren Q1 og dioden CR1 er illustrert inne i en stiplet linje med terminaler merket a, p og c. Det blir diskutert grundig i delen Buck-Boost Power Stage Modeling.

Buck-Boost Steady-state kontinuerlig ledningsmodusanalyse

Følgende er en beskrivelse av buck boost-arbeid i steady-state drift i kontinuerlig ledningsmetode. Det primære målet for dette segmentet vil være å presentere en avledning av spenningstransformasjonsforholdet for det kontinuerlige ledningsmodus-boost-boost-effekttrinnet.

Dette vil være viktig siden det indikerer måten utgangsspenningen bestemmes av driftssyklus og inngangsspenning, eller tvert imot, hvordan driftssyklusen kan bestemmes avhengig av inngangsspenning og utgangsspenning.

Steady-state betyr at inngangsspenningen, utgangsspenningen, utgangsbelastningsstrømmen og driftssyklusen er konstant i motsetning til varierende. Store bokstaver blir vanligvis gitt til variable etiketter for å antyde en stabil tilstand. I kontinuerlig ledningsmodus tar buck-boost-omformeren et par tilstander per koblingssyklus.

PÅ-tilstanden er hver gang Q1 er PÅ og CR1 er AV. AV-tilstanden er hver gang Q1 er AV og CR1 er PÅ. En enkel lineær krets kan symbolisere hver av de to tilstandene der bryterne i kretsen erstattes av deres matchende krets i løpet av hver tilstand. Kretsskjemaet for hver av de to forholdene er presentert i figur 2.

Perioden for PÅ-tilstanden er D × TS = TON der D er driftssyklus, fiksert av drivkretsen, avbildet i form av et forhold mellom bryter PÅ-perioden og perioden for en enkelt full koblingssekvens, Ts.

Lengden på OFF-tilstanden er kjent som TOFF. Fordi man bare kan finne et par forhold per koblingssyklus for kontinuerlig ledningsmodus, er TOFF lik (1 − D) × TS. Størrelsen (1 − D) kalles av og til D ’. Disse periodene presenteres sammen med bølgeformene i figur 3.

Ser vi på figur 2, i løpet av ON-tilstanden, tilbyr Q1 en redusert motstand, RDS (på), fra avløpet til kilden og manifesterer et mindre spenningsfall på VDS = IL × RDS (på).

I tillegg er det et lite spenningsfall over spenningens likestrømsmotstand lik IL × RL.

Dermed settes inngangsspenningen, VI, minus underskudd, (VDS + IL × RL) på tvers av induktoren, L. CR1 er AV i løpet av denne perioden, da den ville være omvendt forspent.

Induktorstrømmen, IL, går fra inngangsforsyningen, VI, gjennom Q1 og til jord. I løpet av PÅ-tilstanden er spenningen som settes på over induktoren konstant og den samme som VI - VDS - IL × RL.

Etter polaritetsnormen for gjeldende IL presentert i figur 2, øker induktorstrømmen på grunn av den utførte spenningen. Videre, fordi den påførte spenningen er fundamentalt konsistent, øker induktorstrømmen lineært. Denne boosten i induktorstrøm i løpet av TON er tegnet ut i figur 3.

Nivået som induktorstrømmen øker, bestemmes vanligvis ved å bruke en form av den velkjente formelen:

Induktorens nåværende økning i løpet av ON-status presenteres som:

Denne størrelsen, ΔIL (+), kalles induktor ringstrøm. Videre observer at gjennom dette intervallet kommer hver bit av utgangsbelastningsstrømmen inn av utgangskondensatoren, C.

Med henvisning til figur 2, mens Q1 er AV, gir den en økt impedans fra avløpet til kilden.

Følgelig, fordi strømmen som går i induktoren L ikke klarer å justere øyeblikkelig, bytter strømmen fra Q1 til CR1. Som et resultat av den reduserende induktorstrømmen, reverserer spenningen over induktoren polariteten til likeretter CR1 blir forspent og vender PÅ.

Spenningen som er koblet over L blir til (VO - Vd - IL × RL) der størrelsen, Vd, er det fremre spenningsfallet på CR1. Induktorstrømmen, IL, passerer på dette tidspunktet fra utgangskondensatoren og lastmotstandsarrangementet via CR1 og til den negative linjen.

Vær oppmerksom på at justeringen av CR1 og strømstrømmen i induktoren indikerer at strømmen som går i utgangskondensatoren og lastmotstandsgruppering fører til at VO er en minus spenning. I løpet av OFF-tilstanden er spenningen som er koblet over induktoren stabil og den samme som (VO - Vd - IL × RL).

Ved å bevare vår likeledes polaritetskonvensjon er denne tilkoblede spenningen minus (eller omvendt i polaritet fra den tilkoblede spenningen i løpet av PÅ-tiden), på grunn av det faktum at utgangsspenningen VO er negativ.

Derfor senkes induktorstrømmen gjennom hele OFF-tiden. Videre, fordi den tilkoblede spenningen i utgangspunktet er jevn, reduseres induktorstrømmen lineært. Denne reduksjonen i induktorstrøm i løpet av TOFF er skissert i figur 3.

Induktorens strømreduksjon gjennom OFF-situasjonen er gitt av:

Denne størrelsen, ΔIL (-), kan kalles induktor ringstrøm. I situasjoner med stabil tilstand må strømstigningen ΔIL (+) i løpet av ON-tiden og strømreduksjonen gjennom OFF-tiden, ΔIL (-), være identisk.

Ellers kan induktorstrømmen tilby en total boost eller reduksjon fra syklus til syklus som ikke ville være en stabil tilstandsforhold.

Dermed kan begge disse ligningene sidestilles og utarbeides for VO for å tilegne seg den kontinuerlige ledningsformen for buks-boost spenningsendringstilknytning:

Bestemme for VO:

I tillegg til å erstatte TS for TON + TOFF og bruke D = TON / TS og (1 − D) = TOFF / TS, er ligningsligningen for VO:

Vær oppmerksom på at for å forenkle ovennevnte, skal TON + TOFF være lik TS. Dette kan bare være ekte for kontinuerlig ledningsmodus slik vi skal oppdage i den diskontinuerlige ledningsmodusevalueringen. En viktig gransking bør gjøres på dette punktet:

Å fikse de to verdiene av ΔIL på linje med hverandre er nøyaktig lik å utjevne volt-sekundene på induktoren. Volt-sekundene som brukes på induktoren er produktet av den anvendte spenningen og perioden spenningen brukes på.

Dette kan være den mest effektive måten å estimere uidentifiserte størrelser for eksempel VO eller D med hensyn til vanlige kretsparametere, og denne tilnærmingen kommer til å bli brukt ofte i denne artikkelen. Volt-sekund stabilisering på induktoren er et naturlig krav og burde oppfattes i det minste i tillegg som Ohms Law.

I de ovennevnte ligningene for ΔIL (+) og ΔIL (-), skulle utgangsspenningen implisitt være konsistent uten vekselstrømsspenningsspenning gjennom hele PÅ-tiden og AV-perioden.

Dette er en akseptert forenkling og medfører et par individuelle resultater. For det første antas utgangskondensatoren å være betydelig tilstrekkelig for at spenningskonvertering er minimal.

For det andre anses spenningen kondensatoren ESR i tillegg å være minimal. Slike antakelser er legitime siden vekselstrømsspenningen definitivt vil være betydelig lavere enn likestrømsdelen av utgangsspenningen.

Ovennevnte spenningsendring for VO demonstrerer sannheten om at VO kan justeres ved å finjustere driftssyklusen, D.

Denne forbindelsen nærmer seg null når D kommer nær null og stiger uten skjebne når D nærmer seg 1. En typisk forenkling anser VDS, Vd og RL er små nok til å forsømme. Å etablere VDS, Vd og RL til null, forenkler formelen ovenfor merkbart til:

En mindre komplisert, kvalitativ metode for å se på kretsoperasjonen, ville være å betrakte induktoren som en strømlagringsdel. Hver gang Q1 er på, helles energi over induktoren.

Mens Q1 er av, forsyner induktoren tilbake en del av energien til utgangskondensatoren og belastningen. Utgangsspenningen reguleres ved å fastslå tiden på Q1. For eksempel forsterkes mengden strøm som sendes til induktoren ved å øke Q1-tiden på Q1.

Tilleggsenergi blir deretter sendt til utgangen i løpet av avbruddstiden til Q1 og forårsaker en økning i utgangsspenningen. I motsetning til buck power-trinnet, er den typiske størrelsen på induktorstrømmen ikke den samme som utgangsstrømmen.

For å knytte induktorstrømmen til utgangsstrømmen, se på figurene 2 og 3, må du observere at induktorstrømmen til utgangen utelukkende mens den er i av-tilstanden til strømtrinnet.

Denne gjennomsnittlige strømmen over en hel svitsekvens er den samme som utgangsstrømmen, siden den omtrentlige strømmen i utgangskondensatoren burde være ekvivalent med null.

Forbindelsen mellom gjennomsnittlig induktorstrøm og utgangsstrøm for kontinuerlig modus buck-boost effektstrinn er gitt av:

Et annet viktig synspunkt er det faktum at den typiske induktorstrømmen er proporsjonal med utgangsstrømmen, og fordi induktorens ringstrøm, ΔIL, ikke er relatert til utgangsbelastningsstrømmen, følger de minimale og de høyeste verdiene til induktorstrømmen den gjennomsnittlige induktorstrømmen nøyaktig.

Som et eksempel, hvis den gjennomsnittlige induktorstrømmen synker med 2A på grunn av en belastningsstrømreduksjon, reduseres i så fall de laveste og høyeste verdiene av induktorstrømmen med 2A (med tanke på kontinuerlig ledningsmodus bevares).

Den påtatte evalueringen var for funksjonaliteten for boost-boost power stage i kontinuerlig induktorstrømmodus. Følgende segment er en forklaring på steady-state funksjonalitet i diskontinuerlig ledningsmodus. Det primære utfallet er en avledning av spenningsomdannelsesforholdet for det diskontinuerlige ledningsmodus-boost-boost-trinnet.

Buck-Boost Steady-State Diskontinuerlig ledningsmodusevaluering

Vi undersøker på dette punktet hva som skjer der laststrømmen reduseres og ledningsmodus skifter fra kontinuerlig til diskontinuerlig.

Husk for kontinuerlig ledningsmodus, den gjennomsnittlige induktorstrømmen sporer utgangsstrømmen, dvs. i tilfelle utgangsstrømmen reduseres, i så fall vil den gjennomsnittlige induktorstrømmen også.

Dessuten forfølger den laveste og høyeste toppen av induktorstrømmen den gjennomsnittlige induktorstrømmen nøyaktig. I tilfelle utgangsbelastningsstrømmen blir redusert under det grunnleggende strømnivået, vil induktorstrømmen være null for en del av koblingssekvensen.

Dette vil være tydelig fra bølgeformene presentert i figur 3, fordi topp-til-toppnivået for ringstrømmen ikke kan endres med utgangsbelastningsstrømmen.

Hvis en induktorstrøm prøver å være under null, stopper den ganske enkelt ved null (på grunn av den ensrettet strømbevegelsen i CR1) og fortsetter der til begynnelsen av den påfølgende byttehandlingen. Denne arbeidsmodusen er kjent som diskontinuerlig ledningsmodus.

Et kraftstrinn som arbeider med buck boost-krets i diskontinuerlig ledningsformat, har tre særegne tilstander gjennom hver koblingssyklus i motsetning til 2 tilstander for kontinuerlig ledningsformat.

Induktorens nåværende tilstand der kraftstadiet er i periferien mellom kontinuerlig og diskontinuerlig innstilling er presentert i figur 4.

I dette kollapser induktorstrømmen ganske enkelt til null mens den følgende koblingssyklus begynner like etter at strømmen når null. Vær oppmerksom på at verdiene til IO og IO (Crit) er lagt ut i figur 4 siden IO og IL inkluderer motsatte polariteter.

Videre senking av utgangsbelastningsstrøm setter effekttrinnet i diskontinuerlig ledningsmønster. Denne tilstanden er tegnet i figur 5.

Den diskontinuerlige modusens effektfrekvensrespons er ganske ulik den kontinuerlige modusens frekvensrespons som presenteres i Buck-Boost Power Stage Modeling-segmentet. I tillegg er inngang til utgangstilkobling ganske mangfoldig som presentert på denne sideavledningen:

For å starte avledningen av det diskontinuerlige ledningsmodusen buck-boost power stage spenningsendringsforholdet, husk at du har tre særegne tilstander som omformeren vurderer gjennom diskontinuerlig ledningsmodusfunksjonalitet.

PÅ-tilstanden er når Q1 er PÅ og CR1 er AV. AV-tilstanden er når Q1 er AV og CR1 er PÅ. IDLE-tilstanden er når hver Q1 og CR1 er AV. De to innledende forholdene ligner veldig på kontinuerlig modus og kretsene i figur 2 er relevante bortsett fra den TOFF that (1 − D) × TS. Resten av byttesekvensen er IDLE-tilstanden.

I tillegg skal likestrømsmotstanden til utgangsspolen, utgangsdioden fremover spenningsfall, samt kraften MOSFET ON-state spenningsfall, antas å være liten nok til å overse.

Tidsperioden for PÅ-tilstanden er TON = D × TS hvor D er driftssyklusen, fiksert av styrekretsen, indikert som et forhold mellom innkoblingstiden og tiden for en full koblingssekvens, Ts. Lengden på OFF-tilstanden er TOFF = D2 × TS. IDLE-perioden er resten av svitsjemønsteret som presenteres som TS - TON - TOFF = D3 × TS. Disse periodene er satt opp med bølgeformene i figur 6.

Uten å sjekke den omfattende beskrivelsen, er ligningene for induktorens nåværende stigning og fall oppregnet nedenfor. Induktorens nåværende økning i løpet av ON-staten utstedes av:

Rippelstrømmen, ΔIL (+), er også toppinduktorstrømmen, Ipk, siden i diskontinuerlig modus begynner strømmen ved 0 hver syklus. Induktorstrømreduksjonen i løpet av OFF-tilstand presenteres av:

Akkurat som den kontinuerlige ledningsmodus-situasjonen er strømstigningen, ΔIL (+), i løpet av PÅ-tiden og strømreduksjonen mens den er i AV-tiden, ΔIL (-), identisk. Dermed kan begge disse ligningene likestilles og adresseres for at VO skal få initialen til to ligninger som skal brukes til å løse for spenningsomregningsforholdet:

Deretter bestemmer vi utgangsstrømmen (utgangsspenningen VO delt på utgangsbelastningen R). Det er gjennomsnittet over en koblingssekvens av induktorstrømmen på det tidspunktet da CR1 blir ledende (D2 × TS).

Her erstatter du forbindelsen for IPK (ΔIL (+)) i ligningen ovenfor for å skaffe deg:

Derfor har vi to ligninger, den ene for utgangsstrømmen (VO delt på R) som nettopp er avledet, og den for utgangsspenningen, begge med hensyn til VI, D og D2. Vi løfter opp hver formel for D2 i tillegg til å fikse de to ligningene på linje med hverandre.

Ved å benytte den resulterende ligningen kunne en illustrasjon for utgangsspenningen, VO, anskaffes. Den diskontinuerlige ledningsmodusen buck-boost spenningstransformasjonstilhørighet er skrevet av:

Ovennevnte forbindelse viser en av de viktigste ulikhetene mellom de to ledningsmodusene. For diskontinuerlig ledningsmodus er spenningsendringsforholdet en funksjon av inngangsspenningen, driftssyklus, effektinduktans, svitsjefrekvensen og utgangsbelastningsmotstanden.

For kontinuerlig ledningsmodus påvirkes spenningsomkoblingen bare av inngangsspenningen og driftssyklusen. I tradisjonelle applikasjoner kjøres boost-boost-kraftstrinnet i et valg mellom kontinuerlig ledningsmodus eller diskontinuerlig ledningsmodus. For en spesifikk bruk velges en ledningsmodus mens kraftstrinnet ble laget for å opprettholde den samme modusen.