High Power DC til DC Converter Circuit - 12 V til 30 V Variabel

Innlegget forklarer hvordan du lager en DC-DC-omformerkrets med høy effekt som vil øke en 12 V DC til et høyere nivå opp til 30 V maksimum, og med en strømstyrke på 3 amp. Denne høye strømutgangen kan forbedres ytterligere ved å oppgradere spesifikasjonene for induktorwiremåler.

En annen flott egenskap ved denne omformeren er at utgangen kan varieres lineært gjennom et potensiometer, fra det minste mulige området til det maksimale området.

Induksjon

DC-DC omformere beregnet på trappe opp bilbatterispenningen er ofte konfigurert rundt en strømforsyning (SMPSU) eller en multivibrator som driver en transformator.

Strømomformeren som er beskrevet i denne artikkelen, bruker enheten TL 497A integrert krets fra Texas Instruments . Denne spesifikke IC muliggjør utmerket spenningsregulering med minimal utgangsstøy som skal oppnås ganske praktisk, og sikrer på samme måte høy konverteringsytelse.

Hvordan kretsen fungerer

Omformeren beskrevet her bruker en flyback topologi . Flyback-teorien ser ut til å være den mest passende og funksjonelle teknikken for å få en umiddelbar utgangsspenning som stammer fra en lavere direkte inngangsspenning.

Hovedbryterkomponenten i omformeren er egentlig en SIPMOS-transistor T1 (se fig. 1). I løpet av ledningsperioden øker strømmen som passerer gjennom L1 eksponentielt med tiden.

I løpet av PÅ-tiden for koblingssyklusen lagrer induktoren den induserte magnetiske energien.

Så snart transistoren er slått av, spoler induktoren den lagrede magnetiske energien og omdanner den til en elektrisk strøm over den tilkoblede belastningen via D1.

I løpet av denne prosedyren er det avgjørende å sikre at transistoren fortsetter å være slått AV i perioden mens magnetfeltet på induktoren forfaller til null.

Hvis denne tilstanden ikke implementeres, svever strømmen via induktoren seg opp til metningsnivået. En skredeffekt resulterer i at strømmen maksimeres ganske raskt.

Den relative transistorkontrollutløseren PÅ-tid, eller driftsfaktoren, bør derfor ikke få lov til å komme til enhetsnivået. Den maksimalt tillatte driftsfaktoren er avhengig av forskjellige andre aspekter rundt utgangsspenningen.

Dette er fordi den bestemmer forfallraten til magnetfeltstyrken. Den høyeste utgangseffekten som kan oppnås fra omformeren bestemmes av den høyeste tillatte toppstrømmen behandlet av induktoren, og svitsjefrekvensen til drivsignalet.

De begrensende elementene her er først og fremst metningsøyeblikket og induktorens maksimale tåleverdier for kobbertapene, så vel som toppstrømmen via svitsjetransistoren (ikke glem at en spiss på et spesifikt elektrisk energinivå kommer til utgangen under hver bytte. puls).

Bruker IC TL497A for PWM

Arbeidet med denne IC er ganske utradisjonell, noe som kan forstås fra en kort forklaring nedenfor. I motsetning til konvensjonell implementering av fast frekvens, variabel belastningsfaktor SMPSU-kontroller-IC, er TL497A sertifisert som en fast, justerbar frekvensanordning i tide.

Derfor reguleres driftsfaktoren gjennom justering i frekvens for å sikre en jevn utgangsspenning.

Denne tilnærmingen bringer til virkelighet en ganske grei krets, men gir likevel ulempen med at svitsjefrekvensen når et lavere område som kan høres for det menneskelige øret for belastninger som arbeider med lavere strøm.

I virkeligheten blir byttefrekvensen under 1 Hz når belastningen er fjernet fra omformeren. De langsomme klikkene høres på grunn av ladepulsene som er koblet til utgangskondensatorene for å holde en fast utgangsspenning.

Når det ikke er noe belastning, har utgangskondensatorene en tendens til å bli gradvis utladet gjennom spenningsfølermotstanden.

Den interne oscillatoren i tide til IC TL497A er konstant, og avgjøres av C1. Oscillatoren kan deaktiveres på tre måter:

• 1. når spenningen på pinne 1 øker utover referansespenningen (1,2 V)
• 2. når induktorstrømmen overgår en spesifikk høyeste verdi
• Og for det tredje, ved hjelp av inhiberingsinngangen (selv om den ikke brukes i denne kretsen).

Mens den er i standard arbeidsprosess, tillater den interne oscillatoren å bytte T1 på en slik måte at induktorstrømmen øker lineært.

Når T1 er slått av, blir den magnetiske energien som er akkumulert inne i induktoren sparket tilbake over kondensatoren som blir ladet gjennom denne tilbake-emf-energien.

Utgangsspenningen, sammen med pin 1-spenningen til IC TL497A, går litt opp, noe som får oscillatoren til å bli deaktivert. Dette fortsetter til utgangsspenningen har falt til noe betydelig lavere nivå. Denne teknikken er utført på en syklisk måte, så langt det gjelder teoretisk antagelse.

Imidlertid er økningen i spenning som induseres ved lading av kondensatorene i et enkelt oscillatorintervall, i en ordning som bruker faktiske komponenter, faktisk så liten at oscillatoren forblir aktivert til induktorstrømmen oppnår den høyeste verdien, bestemt av komponentene R2 og R3 (fallet i spenningen rundt R1 og R3 er vanligvis 0,7 V på dette punktet).

Den trinnvise økningen i strømmen, som indikert i fig. 2b, er på grunn av oscillatorsignalets pliktfaktor som tilfeldigvis er høyere enn 0,5.

Så snart den oppnådde optimale strømmen er nådd, blir oscillatoren deaktivert, slik at induktoren kan overføre sin energi over kondensatorene.

I denne spesielle situasjonen stiger utgangsspenningen til en størrelse som bare er høy for å sikre at oscillatoren blir slått AV ved hjelp av IC-pinne 1. Utgangsspenningen faller nå raskt, slik at en fersk ladningssyklus er i stand til å starte og gjenta prosedyren.

Dessverre vil byttingsprosedyrene diskutert ovenfor bli kombinert med relativt store tap.

I en virkelig implementering kan dette problemet løses ved å sette opp tid (via C1) høyt nok til å sikre at strømmen gjennom induktoren aldri strekker seg til det høyeste nivået i et enkelt oscillatorintervall (se figur 3).

Midlet i slike tilfeller kan være inkorporering av en luftkjernet induktor, som har en rimelig minimal selvinduktans.

Waveform Charateristics

Tidspunktdiagrammene i figur 3 viser signalbølgeformer på nøkkelfaktorene fra kretsen. Hovedoscillatoren inne i TL497A fungerer med redusert frekvens (under I Hz når det ikke er noen belastning ved omformerutgangen).

Den øyeblikkelige tiden under innkobling, indikert som den rektangulære pulsen i figur 3a, avhenger av verdien av kondensatoren Cl. Utkoblingstiden bestemmes av laststrømmen. Under tidskoblingen slår transistoren T1 seg PÅ og forårsaker at induktorstrømmen øker (fig. 3b).

I løpet av utkoblingsperioden etter strømpulsen fungerer induktoren som en strømkilde.

TL497A analyserer den dempede utgangsspenningen ved pin 1 med sin interne referansespenning på 1,2 V. Hvis den vurderte spenningen er lavere enn referansespenningen, er T1 forspent hardere slik at induktoren tilstrekkelig lagrer energien.

Denne gjentatte lade- og utladningssyklusene utløser et visst nivå av rippelspenning over utgangskondensatorene (fig. 3c). Tilbakemeldingsalternativet tillater justering av oscillatorfrekvensen for å sikre best mulig kompensasjon av spenningsunderskudd forårsaket av laststrømmen.

Tidsimpulsdiagrammet i fig. 3d avslører betydelig bevegelse av avløpsspenningen på grunn av induktorens relativt høye Q (kvalitets) faktor.

Selv om svingende rippelsvingninger vanligvis ikke påvirker den vanlige funksjonen til denne DC til DC-omformeren, kan disse undertrykkes ved hjelp av en parallell 1 k motstand over induktoren.

Praktiske hensyn

Normalt er en SMPS-krets utviklet for å oppnå maksimal utgangsstrøm i stedet for stille utgangsstrøm.

Høy effektivitet sammen med en jevn utgangsspenning sammen med minimal rippel er i tillegg blitt de viktigste designmålene. I det store og hele gir lastreguleringsfunksjonene til en flyback-basert SMPS nesten ingen grunn til bekymring.

Gjennom hver koblingssyklus blir av / på-forholdet eller driftssyklusen justert i forhold til belastningsstrømmen, slik at utgangsspenningen fortsetter å være relativt stabil til tross for betydelige belastningsstrømssvingninger.

Scenariet ser litt annerledes ut når det gjelder den generelle effektiviteten. En trinnvis omformer basert på flyback-topologien produserer vanligvis ganske store strømspisser, noe som kan utløse betydelig tap av energi (ikke glem at kraften øker eksponentielt når strømmen øker).

I den virkelige driften gir den anbefalte DC-DC-omformerkretsen med høy effekt en samlet effektivitet som er bedre enn 70% med optimal utgangsstrøm, og det ser ganske imponerende ut med hensyn til enkelheten i oppsettet.

Dette krever derfor at den får strøm til metning, noe som fører til en rimelig forlenget slukketid. Naturligvis, jo mer tid det tar for transistoren å kutte av induktorstrømmen, desto mindre blir designens allsidige effektivitet.

På ganske ukonvensjonell måte blir MOSFET BUZ10 byttet gjennom pinnen 11 på oscillatortestutgangen, i stedet for den interne utgangstransistoren.

Diode D1 er enda en viktig komponent inne i kretsen. Nødvendighetene for denne enheten er et potensial for å tåle høye nåværende pigger og treg fremoverfall. Type B5V79 oppfyller alle disse kravene, og bør ikke erstattes med noen annen variant.

Når vi går tilbake til hovedkretsskjemaet på fig. 1, må det bemerkes nøye at strømhøyder på 15-20 A generelt ikke er unormale i kretsen. For å unngå problemer med å utvikle batterier som har en relativt høyere intern motstand, blir kondensator C4 introdusert som en buffer ved inngangen til omformeren.

Med tanke på at utgangskondensatorene lades av omformeren gjennom raske, pulser som strømspisser, blir et par kondensatorer koblet opp parallelt for å sikre at løpekapasitans forblir så minimal som mulig.

DC til DC-omformeren har faktisk ikke kortslutningsbeskyttelse. Kortslutning av utgangsterminalene vil være akkurat som å kortslutte batteriet gjennom D1 og L1. Selvinduktansen til L1 er kanskje ikke høy nok til å begrense strømmen i den perioden som er nødvendig for å muliggjøre en sikring.

Spole konstruksjonsdetaljer

L1 er opprettet ved å vikle 33 og halv omdreininger av emaljert kobbertråd. Figur 5 viser proporsjonene. Flertallet av selskapene leverer emaljert kobbertråd over en ABS-rull, som vanligvis fungerer som den tidligere for å bygge induktoren.

Bor et par 2 mm hull i underkanten for å gli induktortrådene. Det ene hullet vil være nær sylinderen mens det andre ligger på den ytre omkretsen av den første.

Det kan ikke være nyttig å vurdere tykk ledning for å konstruere induktoren på grunn av hudeffektfenomenet som forårsaker forskyvning av ladningsbærere langs ledningens ytre overflate eller ledningens skinn. Dette bør vurderes med hensyn til størrelsen på frekvensene som brukes i omformeren.

For å garantere minimal motstand innenfor den nødvendige induktansen, anbefales det å jobbe med et par ledninger med 1 mm diameter, eller til og med 3 eller 4 ledninger med en diameter på 0,8 mm.

Omtrent tre 0,8 min ledninger vil tillate oss å få en total dimensjon som kan være omtrent identisk med to 1 mm ledninger, men som likevel gir et effektivt 20% høyere overflateareal.

Induktoren er tett viklet og kan forsegles med en passende harpiks eller epoksybasert forbindelse for å kontrollere eller undertrykke hørbar støylekkasje (husk at frekvensen for operasjonen er innenfor det hørbare området).

Konstruksjon og innretting

Printkortet eller PCB-designet beregnet på den foreslåtte DC-omformerkretsen med høy effekt er presentert nedenfor.

Flere konstruksjonsfaktorer må ta noen hensyn. Motstandene R2 og R3 kan bli ganske varme, og bør derfor installeres noen få mm høyde over PCB-overflaten.

Maksimal strøm som beveger seg ved hjelp av disse motstandene, kan nå så stor som 15 A.

Power-FET vil også bli betydelig varm, og vil kreve en kjøleribbe av rimelig størrelse og standard glimmerisoleringssett.

Dioden kan muligens fungere uten å kjøle seg ned, selv om den ideelt sett kan festes over en vanlig kjøleribbe som brukes til kraft-FET (husk å isolere enhetene elektrisk). Mens den normalt fungerer, kan spolen vise en god del oppvarming.

Kraftige kontakter og kabler bør være innarbeidet ved inngangen og utgangen til denne omformeren. Batteriet er beskyttet med en 16 A sikring med forsinket handling introdusert i inngangsforsyningslinjen.

Vær oppmerksom på at sikringen ikke gir noen form for beskyttelse til omformeren under kortslutning! Kretsen er ganske enkel å sette opp, og kan gjøres på følgende måte:

Juster R1 for å oppnå den tiltenkte utgangsspenningen som ikke ligger mellom 20 og 30 V. Utgangsspenningen kan reduseres under dette, men må ikke være mindre enn inngangsspenningen.

Dette kan gjøres ved å sette inn en mindre motstand i stedet for R4. Den høyeste utgangsstrømmen kan forventes å være omtrent 3 A.

Deleliste