DC Biasing in Transistors - BJTs

DC Biasing in Transistors - BJTs

Enkelt sagt kan forspenning i BJTs defineres som en prosess der en BJT aktiveres eller slås PÅ ved å påføre en mindre DC-størrelse på tvers av basen / emitterterminalene slik at den er i stand til å lede en relativt større DC-størrelse samler-emitterterminalene.



Arbeidet til en bipolar transistor eller BJT på DC-nivå styres av flere faktorer, som inkluderer en rekke driftspunkter over egenskapene til enhetene.

Under avsnitt 4.2 forklart i denne artikkelen vil vi sjekke detaljene angående dette området driftspunkter for BJT-forsterkere. Når de spesifiserte DC-forsyningene er beregnet, kan det opprettes en kretsdesign for å bestemme det nødvendige driftspunktet.





En rekke slike konfigurasjoner er undersøkt i denne artikkelen. Hver eneste modell som diskuteres, vil i tillegg identifisere stabiliteten i tilnærmingen, noe som betyr nøyaktig hvor sensitivt systemet kan være for en gitt parameter.

Selv om mange nettverk blir undersøkt innenfor denne delen, har de en grunnleggende likhet mellom vurderingene av hver konfigurasjon, på grunn av følgende gjentatte bruk av det avgjørende grunnleggende forholdet:



I de fleste situasjoner er basestrømmen IB den aller første mengden som må etableres. Når IB er identifisert, er forholdet mellom Eqs. (4.1) via (4.3) kan implementeres for å skaffe resten av de aktuelle mengdene.

Likhetene i evalueringene kommer raskt til å bli tydelige når vi går videre med de påfølgende delene.

Ligningene for IB er så veldig identiske for mange av designene at den ene formelen kan hentes fra den andre ved ganske enkelt å fjerne eller sette inn et element eller to.

Hovedmålet med dette kapittelet er å etablere en viss forståelse av BJT-transistoren som gjør det mulig å implementere en DC-analyse av omtrent hvilken som helst krets som har BJT-forsterkeren som et element.

4.2 DRIFTSPUNKT

Ordet forspenning viser seg i tittelen på denne artikkelen er en grundig betegnelse som betyr implementering av DC-spenninger, og å bestemme et fast nivå av strøm og spenning i BJT.

For BJT-forsterkere skaper den resulterende likestrømmen og spenningen en driftspunkt på egenskapene som etablerer regionen som blir ideell for den nødvendige forsterkningen av det påførte signalet. Fordi operasjonspunktet tilfeldigvis er et forhåndsbestemt punkt på karakteristikkene, kan det også refereres til som hvilepunkt (forkortet Q-punkt).

'Quiescent' per definisjon betyr stillhet, stillhet, stillesittende. Figur 4.1 viser en standard utgangskarakteristikk for en BJT som har 4 driftspunkter . Forspenningskretsen kan utvikles for å etablere BJT over et av disse punktene eller andre i den aktive regionen.

De maksimale klassifiseringene påpekes på egenskapene til figur 4.1 gjennom en horisontal linje for den høyeste kollektorstrømmen ICmax og en vinkelrett linje på den høyeste kollektor-til-emitter-spenningen VCEmax.

Maksimal effektbegrensning er identifisert fra kurven PCmax i samme figur. På den nederste enden av grafen kan vi se avskjæringsområdet, identifisert av IB ≤ 0μ, og metningsområdet, identifisert av VCE ≤ VCEsat.

BJT-enheten kan muligens være partisk utenfor disse angitte maksimumsgrensene, men konsekvensen av en slik prosess vil resultere i en betydelig forverring av enhetens levetid eller total nedbrytning av enheten.

Å begrense verdiene mellom den angitte aktive regionen, kan man velge ut en rekke driftsområder eller punkter . Det valgte Q-punktet er vanligvis avhengig av den tiltenkte spesifikasjonen til kretsen.

Likevel kan vi absolutt ta hensyn til noen få skiller mellom antall punkter illustrert i figur 4.1 for å gi noen grunnleggende anbefalinger angående driftspunkt , og derfor forspenningskretsen.

Hvis det ikke ble brukt noen skjevhet, ville enheten først forbli helt slått AV, noe som førte til at et Q-punkt var på A - det vil si null strøm via enheten (og 0V over den). Fordi det er viktig å forspenne en BJT for å gjøre det mulig å reagere i hele spekteret av et gitt inngangssignal, kan punkt A ikke se passende ut.

For punkt B, når et signal er koblet til kretsen, vil enheten vise en variasjon i strøm og spenning gjennom driftspunkt , slik at enheten kan svare på (og kanskje forsterke) både positive og negative applikasjoner av inngangssignalet.

Når inngangssignalet brukes optimalt, vil sannsynligvis spenningen og strømmen til BJT endres ... men det er ikke sikkert at det er tilstrekkelig til å aktivere enheten til avskjæring eller metning.

Punkt C kan hjelpe visse positive og negative avvik fra utgangssignalet, men topp-til-topp-størrelsen kan være begrenset til nærheten til VCE = 0V / IC = 0 mA.

Arbeid på punkt C kan også forårsake liten bekymring med hensyn til ikke-lineariteter på grunn av det faktum at gapet mellom IB-kurver kan endre seg raskt på dette bestemte området.

Generelt sett er det langt bedre å betjene enheten der forsterkningen til enheten er ganske konsistent (eller lineær), for å garantere at forsterkningen på den totale svingen av inngangssignalet forblir ensartet.

Punkt B er et område som har høyere lineær avstand og av den grunn større lineær aktivitet, som indikert i figur 4.1.

Punkt D etablerer enheten driftspunkt nær de høyeste spennings- og effektnivåene. Utgangsspenningssvingningen ved den positive grensen er således begrenset når den maksimale spenningen ikke skal overskrides.

Punkt B som et resultat ser perfekt ut driftspunkt med hensyn til lineær forsterkning og størst mulig spennings- og strømvariasjoner.

Vi vil beskrive dette ideelt for små signalforsterkere (kapittel 8), ikke alltid for effektforsterkere, .... vi snakker om dette senere.

Innenfor denne diskursen vil jeg fokusere hovedsakelig på å forstyrre transistoren med hensyn til forsterkningsfunksjon for små signaler.

Det er en annen ekstremt avgjørende forspenningsfaktor som må sees på. Etter å ha bestemt og partisk BJT med et ideal driftspunkt , må effekten av temperatur også evalueres.

Varmeområde vil føre til at enhetens grenser som transistorstrømforsterkning (ac) og transistorlekkasjestrøm (ICEO) avviker. Økte temperaturområder vil føre til større lekkasjestrømmer i BJT, og vil dermed endre driftsspesifikasjonen etablert av det forstyrrende nettverket.

Dette innebærer at nettverksmønsteret også må legge til rette for et nivå av temperaturstabilitet for å sikre at temperaturvariasjoner påvirker med minimale skift i driftspunkt . Dette vedlikeholdet av driftspunktet kan være bestemt med en stabilitetsfaktor, S, som indikerer nivået på avvik i driftspunktet forårsaket av en temperaturendring.

En optimalisert stabilisert krets er tilrådelig, og den stabile egenskapen til flere viktige forspenningskretser vil bli evaluert her. For at BJT skal være forutinntatt i lineær eller effektiv driftsregion, må nedenstående punkter være oppfylt:

1. Basissenderkrysset skal være forspent (spenning i p-regionen er sterkt positiv), slik at forspenning fremover kan være på rundt 0,6 til 0,7 V.

2. Basekollektorkrysset må være omvendt forspent (n-region sterkt positiv), med omvendt forspenning som holder seg til en verdi innenfor maksimumsgrensene for BJT.

[Husk at for forspenning vil spenningen over p-n-krysset være s -positiv, og for omvendt skjevhet er det omvendt å ha n -positive. Dette fokuset på første bokstav skal gi deg en måte å huske den essensielle spenningspolariteten.]

Drift i avskjæring, metning og lineære områder av BJT-karakteristikken presenteres vanligvis som forklart nedenfor:

1. Drift i lineær region:

Base-emitter-krysset forutinntatt

Base-collector kryss omvendt forspent

to. Drift av avskjæringsregion:

Base-emitter-kryss reversert forspent

3. Metning-region drift:

Base-emitter-krysset forutinntatt

Base-collector kryss fremover forspent

4.3 FAST-BIAS-KRETS

Den faste forspenningskretsen i figur 4.2 er designet med en ganske enkel og ukomplisert oversikt over transistor DC-forspenningsanalyse.

Selv om nettverket implementerer en NPN-transistor, kan formlene og beregningene fungere like effektivt med et PNP-transistoroppsett ved ganske enkelt å konfigurere gjeldende strømningsbaner og spenningspolariteter.

Strømretningene i fig. 4.2 er ekte strømretninger, og spenningene identifiseres av de universelle merkene med dobbelt abonnement.

For likestrømsanalysen kan designet skilles fra de nevnte vekselstrømnivåene ved å bytte ut kondensatorene med en åpen kretsekvivalent.

Videre kan likestrømstilførselen VCC deles opp i et par separate forsyninger (bare for å utføre evalueringen) som bevist i figur 4.3 bare for å tillate oppbrytning av inngangs- og utgangskretser.

Hva dette gjør er å minimere koblingen mellom de to med grunnstrømmen IB. Avskjeden er utvilsomt legitim, som vist i figur 4.3 der VCC er koblet opp rett til RB og RC akkurat som i figur 4.2.

fast skjevhet BJT-krets

Forward Bias of Base – Emitter

Forward Bias of Base – Emitter

La oss først analysere base-emitter kretsløyfen vist ovenfor i figur 4.4. Hvis vi implementerer Kirchhoffs spenningsligning med urviseren for sløyfen, utleder vi følgende ligning:

Vi kan se at polariteten til spenningen faller over RB som bestemt gjennom retningen til strømmen IB. Å løse ligningen for gjeldende IB gir oss følgende resultat:

Likning (4.4)

Ligning (4.4) er definitivt en ligning som lett kan huskes, bare ved å huske at basestrømmen her blir strømmen som går gjennom RB, og ved å anvende Ohms lov, i henhold til hvilken strøm er lik spenningen over RB delt på motstanden RB .

Spenningen over RB er den påførte spenningen VCC i den ene enden minus fallet over base-til-emitter-krysset (VBE).
På grunn av det faktum at forsyning VCC og base-emitter-spenningen VBE er faste størrelser, bestemmer valget av motstand RB ved basen mengden basestrøm for svitsjenivået.

Collector – Emitter Loop

Collector – Emitter Loop

Figur 4.5 viser kollektoremitterkretsstadiet, hvor retningen til strøm IC og den tilsvarende polariteten over RC er presentert.
Verdien av samlerstrømmen kan sees å være direkte relatert til IB gjennom ligningen:

Likning (4.5)

Du kan synes det er interessant å se at siden basestrømmen er avhengig av mengden RB, og IC er koblet til IB gjennom en konstant β, er størrelsen på IC ikke en funksjon av motstanden RC.

Justering av RC til en annen verdi vil ikke gi noen effekt på nivået av IB eller IC, så lenge den aktive regionen til BJT opprettholdes.
Når det er sagt, vil du finne at størrelsen på VCE bestemmes av RC-nivået, og dette kan være en avgjørende ting å vurdere.

Hvis vi bruker Kirchhoffs spenningslov med urviseren over den viste lukkede sløyfen i figur 4.5, produserer den følgende to ligninger:

Likning (4.6)

Dette indikerer at spenningen over kollektoremitteren til BJT i ​​en fast forspenningskrets er forsyningsspenningen som tilsvarer fallet dannet over RC
For å få et raskt blikk på enkel og dobbel abonnementsnotasjon husk at:

VCE = VC - VE -------- (4.7)

hvor VCE indikerer spenningen som strømmer fra kollektor til emitter, VC og VE er spenningene som går fra henholdsvis kollektor og emitter mot bakken. Men her, siden VE = 0 V, har vi det

VCE = VC -------- (4.8)
Også fordi vi har,
VBE = VB - OG -------- (4.9)
og fordi VE = 0, får vi endelig:
VBE = VB -------- (4.10)

Husk følgende punkter:

Mens du måler spenningsnivåene som VCE, må du sørge for å sette den røde sonden på voltmeteret på samlerpinnen og den sorte sonden på emitterpinnen som vist i følgende figur.

VC betyr spenningen som går fra kollektor til jord, og måleprosedyren er også som gitt i følgende figur.

I dette tilfellet vil begge ovenstående målinger være like, men for forskjellige kretsnettverk kan det vise varierende resultater.

Dette innebærer at denne forskjellen i målingene mellom de to målingene kan vise seg å være avgjørende når man diagnostiserer en mulig feil i et BJT-nettverk.

måling av VCE og VC i BJT-nettverk

Løse et praktisk BJT-forspenningseksempel

Evaluer følgende for konfigurasjonen med fast forspenning i figur 4.7.

Gitt:
(a) IBQ og ICQ.
(b) VCEQ.
(c) VB og VC.
(d) VBC.

løse DC-forspenningsproblem

I neste kapittel vil vi lære om BJT-metning.

Referanse

Transistor forspenning




Forrige: UP NED Logic Sequence Controller Circuit Neste: Hva er transistormetning